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原创 MOSFET 和 IGBT 栅极驱动器电路的基本原理

2019-7-11 10:05 621 3 2 分类: 电源/新能源
TI 近日发布了MOSFET 和 IGBT 栅极驱动器电路的基本原理的应用报告。该报告对目前较为流行的电路解决方案及其性能进行了分析,包括寄生器件的影响、瞬态和极端工作条件。从 MOSFET 技术和开关运行概述入手,详细介绍接地参考和高侧栅极驱动电路的设计流程,以及交流耦合和变压器隔离解决方案。该报告还包含了一个特殊部分,专门介绍在同步整流器应用中 MOSFET 的栅极驱动应用的重要性。

MOSFET 简介


MOSFET是金属氧化物半导体场效应晶体管的首字母缩写词,它是电子行业高频高效开关领域的关键组件。

双极晶体管和 MOSFET 晶体管的工作原理相同。从根本上说,这两种晶体管都是电荷控制器件,这就意味着它们的输出电流与控制电极在半导体中形成的电荷成比例。将这些器件用作开关时,都必须由能够提供足够灌入和拉出电流的低阻抗源来驱动,以实现控制电荷的快速嵌入和脱出。从这一点来看,在开关期间,MOSFET 必须以类似于双极晶体管的形式进行“硬”驱动,以实现可媲美的开关速度。从理论上来说,双极晶体管和 MOSFET 器件的开关速度几乎相同,这取决于电荷载流子在半导体区域中传输所需的时间。功率器件的典型值大约为 20 至 200 皮秒,具体取决于器件大小。

MOSFET 技术在数字和功率应用领域的普及得益于它与双极结晶体管相比所具有的两个主要优势:

1.MOSFET 器件在高频开关应用中使用应用非常重要。


MOSFET 晶体管更加容易驱动,因为其控制电极与导电器件隔离,所以不需要连续的导通电流。一旦MOSFET 晶体管开通,它的驱动电流几乎为零。而且,控制电荷大量减少,MOSFET 晶体管的存储时间也相应大幅减少。这基本上消除了导通压降和关断时间之间的设计权衡问题,而开通状态压降与控制电荷成反比。因此,与双极器件相比,MOSFET 技术预示着使用更简单且更高效的驱动电路带来显著的经济效益。

2.在电源应用中,MOSFET 具有电阻的性质。

MOSFET漏源端上的压降是流入半导体的电流的线性函数。此线性关系用MOSFETRDS(on)来表征,也称为导通电阻。导通电阻对指定栅源极电压和器件温度来说是恒定的。与p-n-2.2mV/°C的温度系数不同,MOSFET的温度系数为正值,约为0.7%/°C1%/°C。正因为MOSFET具有此正温度系数,所以当使用单个器件不现实或不可能时,它便是高功率 应用中 并行运行的理想之选。由于通道电阻具有正TC,因此多个并联MOSFET会均匀地分配电流。在多个MOSFET上会自动实现电流共享,因为正TC的作用相当于一种缓慢的负反馈系统。载流更大的器件会产生更多热量-请别忘了漏源电压是相等的并且温度升高会增加其RDS(on)值。增加电阻会导致电流减小,从而降低温度。最终,当并联器件所承载的电流大小相近时,便达到平衡状态。RDS(on)和不同结至环境热阻的初始容差可导致电流分布出现高达30%的重大误差。

器件类型

几乎所有制造商对于制造出色的功率MOSFET都有自己独特的方法,不过市场上的所有器件可分为三种基本类型。如 图1中所示。


双扩散MOS晶体管于20世纪70年代开始应用于电源 应用领域, 并在过去这些年间不断演进。使用多晶硅栅极结构和自校准流程,可提高集成密度并迅速减小电容。

第二次重大改进来自于V型坡口或沟道技术,从而进一步提高了功率MOSFET器件的单元密度。提高性能和集成密度并不容易;然而,沟道MOS器件的制造流程更困难。

横向功率MOSFET显著减小了电容,所以开关速度大幅提高,所需的栅极驱动功率要低得多。

MOSFET模型


文中提供了多种模型来说明MOSFET的工作原理,不过,找到合适的说明可能并不容易。大多数MOSFET制造商为其器件提供Spice和/或Saber模型,但这些模型对于设计人员在实践中遇到的应用陷阱却鲜有提及。甚至对于如何解决最常见的设计难题,它们所提供的线索也很少。

实用的MOSFET模型需要从应用角度描述器件的所有重要属性,因此非常复杂。另一方面,如果我们将模型的适用性局限于特定问题领域,可由MOSFET晶体管得出一些简单且有意义的模型。

图2中的第一款模型基于MOSFET器件的实际结构,主要可用于直流分析。图2a中的MOSFET符号表示通道电阻,而JFET对应于外延层的电阻。因此,EPI层的电阻是器件额定电压的函数,同时高电压MOSFET需要的外延层更厚。

图2b可非常有效地模拟MOSFET由dv/dt导致的击穿特性。作为栅极端阻抗函数,它展示了两种主要击穿机制,也就是dv/dt引起所有功率MOSFET中的寄生双极晶体管的开通,以及dv/dt引起沟道的开通。由于制造工艺的改进,现代功率MOSFET实际上几乎不受寄生NPN晶体管的dv/dt触发事件的影响,从而减小了基极和发射极区域的电阻。

还必须提到的是,寄生双极晶体管还具有另一个重要角色。它的基极-集电极结是有名的MOSFET体二极管。

图2c是MOSFET的开关模型。此模型显示了影响开关性能的最重要的寄生器件。它们各自的作用将在2.3节 中进行讨论,专门介绍器件的开关过程。

MOSFET关键参数

当考虑MOSFET开关模式工作时,我们的目标是尽可能在最短的时间内在器件的最低和最高电阻状态间切换。由于MOSFET的实际开关时间(大约为10ns至60ns)至少要比理论开关时间(大约为50ps至200ps)长两到三个数量级,因此了解这种差异非常重要。返回 图2中的MOSFET模型,可以看到所有模型都包含三个电容器,分别连接在三个器件端子间。最后,MOSFET晶体管的开关性能取决于如何使得电压在这些电容器上快速地改变。

因此,在高速开关 应用中,最重要的参数是器件的寄生电容。其中,CGSCGD这两个电容器对应于器件的实际几何结构,而CDS电容器就是寄生双极晶体管的基极集电极二极管(体二极管)的电容。
CGS电容器由栅极电极所产生的源和通道区域的重叠形成。它的值由这两个区域的实际几何结构确定,并在不同工作条件下保持恒定(线性)。


下一个要提到的重要参数是栅极网状电阻RG,I。此寄生电阻描述了与器件内栅极信号分配相关的电阻。它在高速开关应用中非常重要, 因为它位于器件的驱动器和输入电容器之间,直接影响MOSFET的开关时间和dv/dt抗扰性。业内已经认识到了这种影响,然而,射频MOSFET晶体管等真正的高速器件使用金属栅极电极来实现栅极信号分配,而不是电阻更高的多晶栅极网。数据表中未指定RG,I电阻,但在某些应用中,它是器件的一个非常重要的特性。附录A4显示了电阻桥的典型测量设置,用于确定内部栅极电阻值。

显然,栅极阀值电压也是一个重要的特性。务必应注意,数据表中的VTH值是在温度为25°C且电流很低(典型值为250μA)的条件下定义的。因此,这并不等于众所周知的栅极开关波形的米勒平坦区域电压。对VTH,另一个很少提及的事实是,其温度系数近似为7 mV/°C。它在专为逻辑电平MOSFET设计的栅极驱动电路中尤为重要,在这种电路中,VTH在通常测试条件下已经很低。由于MOSFET通常在较高的温度下工作,合理的栅极驱动设计必须将关断时VTH处于较低电压的情况考虑在内,而dv/dt抗扰性按照数据表Seminar1400主题2附录A/F预测MOSFET参数中的公式计算。

MOSFET的跨导是其工作线性区域中的小信号增益。需要着重指出的是,每次开关MOSFET时,它必须通过线性操作模式,而这时的电流取决于栅源极电压。跨导gfs相对于漏极电流和栅源电压是个小信号,如 公6中所示。

gfs =dlD/dVGS              (6)

相应地,MOSFET在线性区域的最大电流由 公式7给出。

ID =(VGS  - Vth) * gfs        (7)

对这个VGS公式进行变换,可以得出米勒平坦区域的近似值是漏极电流的函数,如 公式8中所示。

VGS,Mliler =Vth + ID/ gfs        (8)

源极电感(LS)和漏极电感(LD)等其他重要参数对开关性能的限制很大。数据表中列出了典型LSLD值,这两个值主要取决于晶体管的封装类型。它们对性能产生的影响可结合通常与布局有关的外部寄生组件和露电感、电流感应电阻等随附外部电路元件进行分析研究。

但出于完整性考虑,还需要指出的是外部串联栅极电阻和MOSFET驱动器输出阻抗在高性能栅极驱动设计中起决定因素,因为它们会对开关速度产生深远影响,并最终影响开关损耗。

开关应用

现在,确定了所有因素后,让我们来研究一下MOSFET晶体管的实际开关行为。为了更好地理解基本过程,电路的寄生电感将被忽略。稍后将单独分析它对基本操作的相应影响。此外,以下描述涉及到钳位电感式开关,因为开关模式电源中所用的大多数MOSFET晶体管和高速栅极驱动电路都工作在该工作模式下。


图3中显示了最简单的钳位电感式开关模型,其中直流电流源代表电感器。在短暂的开关切换期间,它的电流可以认为是常数。二极管在MOSFET关断时提供一条电流路径,并将器件的漏极钳位到由电池表示的输出电压。

开通过程


MOSFET晶体管的开通动作可分为如 图4中所示的4个阶段。

第一步,器件的输入电容从0V充电至VTH。在此期间,大部分栅极电流用于对CGS电容器充电。少量电流也会流经CGD电容器。随着栅极端子电压升高,CGD电容器的电压将略有下降。这个期间称为开通延时,因为器件的漏极电流和漏极电压保持不变。


栅极充电至阀值电平后,MOSFET就能载流了。在第二个阶段中,栅极电平从VTH升高到米勒平坦电平VGS,Miller。当电流与栅极电压成正比时,这是器件的线性工作区。在栅极侧,就像在第一阶段中那样,电流流CGSCGD电容器中,并且VGS电压升高。在器件的输出端,漏极电流升高,同时漏源电压保持之前的电平(VDS,off)。可以通过查看 图3中的原理图来了解。在所有电流传输到MOSFET中并且二极管完全关断能够阻止其PN结上的反向电压之前,漏极电压必须保持输出电压电平。


进入开通过程第三阶段后,栅极已充电至足够电压(VGS,Miller),可以承载完整的负载电流且整流器二极管关断。此时,允许漏极电压下降。当器件上的漏极电压下降时,栅源极电压保持稳定。这就是栅极电压波形中的米勒平坦区域。驱动器提供的所有栅极电流都被转移,从而对CGD电容器充电,以便在漏源极端子上实现快速的电压变化。现在,器件的漏极电流受到外部电路(这是直流电流源)的限制,因此保持恒定。


开通过程的最后一步是通过施加更高的栅极驱动电压,充分增强MOSFET的导通通道。VGS的最终幅值决定了开通期间器件的最终导通电阻。所以,在第四阶段中,VGSVGS,Miller上升至最终值VDRV。这通过对CGSCGD电容器充电来实现,因此现在栅极电流在两个组件之间分流。当这些电容器充电时,漏极电流仍然保持恒定,而由于器件的导通电阻下降,漏源电压略有下降。


关断过程

MOSFET晶体管的 关断过程说明基本上与上文所述的开通过程相反。开始时VGS等于VDRV,器件中的电流是由 图3中的IDC表示的满负载电流。漏源电压由IDCMOSFETRDS(on)定义。出于完整性考虑,图5中显示了四个关断步骤。

第一个阶段是关断延迟,需要将CISS电容从初始值放电至米勒平坦电平。在这段时间内,栅极电流由CISS电容器自己提供,并流经MOSFETCGSCGD电容器。随着过驱电压降低,器件的漏极电压略有上升。漏极的电流保持不变。


在第二阶段,MOSFET的漏源电压从IDRDS(on)上升至最终的VDS,off电平,由整流器二极管根据 图3简化原理图钳位至输出电压。在此时间段内,与栅极电压波形中的米勒平坦区域对应,栅极电流完全是CGD电容器的充电电流,因为栅源极电压是恒定的。此电流由功率级旁路电容器提供,并从漏极电流中减去。总漏极电流仍然等于负载电流,也就是 图3中由直流电流源表示的电感器电流。


第三阶段的开始用二极管开通表示,因此为负载电流提供了一个替代路径。栅极电压继续从VGS,Miller下降至VTH。绝大部分栅极电流来自CGS电容器,因为CGD电容器实际上在前一个阶段中就已经充满电了。在此间隔结束时,MOSFET处于线性工作状态,栅源极电压下降导致漏极电流减小并接近于零。同时,由于正向偏置整流器二极管的作用,漏极电压在VDS,off时保持稳定。


关断过程的最后一步是对器件的输入电容完全放电。VGS进一步下降,直至达到0V。与第三关断阶段类似,栅极电流的更大一部分由CGS电容器提供。器件的漏极电流和漏极电压保持不变。


概括而言,得出的结论是,在四个阶段中,MOSFET晶体管可在最高和最低阻抗状态(开通或关断)间切换。四个阶段的长度是寄生电容值、电容上所需的电压变化和可用的栅极驱动电流的函数。这就突显出正确的组件选择以及出色的栅极驱动设计对于高速高频开关 应用非常重要。


遗憾的是,这些数字与特定测试条件和电阻负载相对应,因此难以比较不同制造商的产品。而且,在具有限定电感负载的实际 应用 中,开关性能与数据表中给出的数字有显著差异。


功率损耗


功率应用中MOSFET晶体管的开关 操作 会导致某些不可避免的损耗,具体分为两类。

在这两种损耗机制中,比较简单的一种是器件的栅极驱动损耗。如前面所述,开通或关断MOSFET需要对CISS电容器充电或放电。当电容器上的电压发生变化时,就会转移一定数量的电荷。栅极电压在0V和实际栅极驱动电压VDRV之间变化所需的电荷数量由典型栅极电荷与栅源极电压曲线的对比来表征,如 图6中所示。

此图表提供了最坏情况下相对准确的栅极电荷估算,它是栅极驱动电压的函数。用于产生各个曲线的参数是器件的漏源极关断状态电压。VDS,off会影响米勒电荷(即曲线平坦部分下面的区域),从而影响开关周期内所需的总栅极电荷。从 图6中获得总栅极电荷后,可根据 公式9计算栅极电荷损耗。

PGATE= VDRV  ×  QG   ×  fDRV       (9)

其中
•  VDRV是栅极驱动波形的幅度
•  fDRV是栅极驱动频率,通常等于开关频率

应注意的是,前面公式中的QGfDRV项给出了驱动栅极所需的平均偏置电流。

在栅极驱动电路中驱动MOSFET晶体管栅极会产生功率损耗。返回 图4和 图5,可以确定栅极驱动路径中串联欧姆阻抗的组合是耗能分量。在每个开关周期中,所需的栅极电荷应通过驱动器输出阻抗、外部栅极电阻器和内部栅极网状电阻。实际上,功率损耗与通过电阻器传输电荷的快慢无关。


寄生器件的影响


源极电感对开关性能的影响最大。典型电路中寄生源极电感有两个来源:巧妙集成在MOSFET封装中的源极接合线以及源极引线和共用接地之间的印刷电路板线路电感。这通常是指功率级高频滤波器电容器和栅极驱动器的旁路电容器的负电极。与源极串联的电流感应电阻器可以向之前的两个分量添加更多电感。


在需要源电感器的开关流程中有两种机制。在开关切换开始时,栅极电流快速增加,如 图4和 图5中所示。此电流必须流经源电感,并根据电感值减小。因此,对MOSFET的输入电容充电/放电所需的时间延长,从而主要对开关延时(第1步)产生影响。而且,源电感器和CISS电容器会形成一个谐振电路,如 图7中所示。


此谐振电路在栅极驱动电压波形的陡峭边缘退出,这是在大多数栅极驱动电路中观察到振荡峰值的根本原因。遗憾的是,CISSLS之间非常高的Q共振会通过(或可通过)环路的串联电阻分量衰减,这些分量包括驱动器输出阻抗、外部栅极电阻器和内部栅极网状电阻器。


设计过程

为高速开关应用设计高性能栅极驱动电路的系统性应用非常重要。可通过以下分步核对表总结此过程:

- 在完成功率级设计并选择电源组件后,开始栅极驱动设计过程。

- 采集所有相关的工作参数。具体来说,包括基于应用要求的功率MOSFET的电压和电流应力、工作结温度以及与功率MOSFET周围外部电路相关的dv/dt和di/dt极限,这些参数通常由功率级的不同阻尼器或谐振电路决定。

- 估算用于描述实际应用电路中功率半导体的寄生分量值的所有器件参数。数据表中列出的值通常是在不现实的室温测试条件下产生中,必须相应地进行修正。这些参数包括器件电容、总栅极电荷、RDS(on) 、阈值电压、米勒平坦区域电压、内部栅极网状电阻等。

- 应优先考虑以下要求:性能、印刷电路板大小、目标成本等。然后选择符合功率级拓扑的合适栅极驱动电流。

- 确定将用于为栅极驱动电路供电的偏置电压电平,并检查电压是否足以将MOSFET的RDS(on) 降至最低。

- 根据目标上电dv/dt和所需的开通和关断开关速度,选择驱动器IC、栅源极电阻值和串联栅极电阻RGATE。

- 根据需要设计(或选择)栅极驱动变压器。

- 如果是交流耦合,计算耦合电容值。

- 检查启动和瞬态运行条件,尤其是在交流耦合栅极驱动电路中。

- 估算驱动器的dv/dt和di/dt能力,并将其与功率级确定的值进行比较。

- 根据需要增加一种关断电路,并计算可满足dv/dt和di/dt要求的分量值。

- 检查驱动器电路中所有元件的功率损耗。

- 计算旁路电容值。

- 优化印刷电路板布局,最大程度地减小寄生电感。

- 随时检查最终印刷电路板的栅极驱动波形,查看在栅源极端子和驱动器IC输出端有无过度振铃。

- 增加保护或根据需要更换栅极驱动电阻器以调整谐振电路。

在可靠的设计中,应针对最差情况对这些步骤进行评估,因为温升、瞬态电压和电流应力可以给驱动器的运行带来重大变化,最终影响功率 MOSFET 的开关性能。

来源:TI

文档中还有:
接地参考栅极驱动
同步整流器驱动
高侧非隔离栅极驱动
交流耦合栅极驱动电路
变压器耦合栅极驱动

http://www.ti.com.cn/cn/lit/ml/zhca770/zhca770.pdf?hqs=APP-BSR-LPDC-null-wechat-mc-07032019-cn

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文章评论 1条评论)

登录后参与讨论

测量无处不在 2019-7-14 08:50

????,原理说的明白!
对于多个mosfet并联的情况,开关时间的差异影响如何?
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techff 2019-07-12 11:32
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