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工程师:简述IGBT保护电路设计中的必知问题
it_890726509 2015-5-29 13:40
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor),绝缘栅双极型晶体管,是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低,载流密度大,但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小,开关速度快,但导通压降大,载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点,驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。IGBT模块由于具有多种优良的特性,使它得到了快速的发展和普及,已应用到电力电子的各方各面。因此熟悉IGBT模块性能,了解选择及使用时的注意事项对实际中的应用是十分必要的。本文从实际应用出发,总结出了过流、过压与过热保护的相关问题和各种保护方法,实用性强,应用效果好。 过流保护 过流保护用PTC热敏电阻通过其阻值突变限制整个线路中的消耗来减少残余电流值。可取代传统的保险丝,广泛用于马达、变压器、开关电源、电子线路等的过流过热保护,传统的保险丝在线路熔断后无法自行恢复, 而过流保护用PTC热敏电阻在故障撤除后即可恢复到预保护状态,当再次出现故障时又可以实现其过流过热保护功能。 对IGBT的过流检测保护分两种情况: 主电路和控制电路之间,用来对控制电路的信号进行放大的中间电路(即放大控制电路的信号使其能够驱动功率晶体管),称为驱动电路。安规问题,驱动电路副边与主电路有耦合关系,而驱动原边是与控制电路连在一起, 主电路是一次电路,控制电流是ELV电路, 一次电路和ELV电路时间要做基本绝缘,实现绝缘要求一般就采取变压器光耦等隔离措施。 图1 (1)驱动电路中无保护功能。这时在主电路中要设置过流检测器件。对于小容量变频器,一般是把电阻R直接串接在主电路中,如图1(a)所示,通过电阻两端的电压来反映电流的大小;对于大中容量变频器,因电流大,需用电流互感器TA(如霍尔传感器等)。电流互感器所接位置:一是像串电阻那样串接在主回路中,如图1(a)中的虚线所示;二是串接在每个IGBT上,如图1(b)所示。前者只用一个电流互感器检测流过IGBT的总电流,经济简单,但检测精度较差;后者直接反映每个IGBT的电流,测量精度高,但需6个电流互感器。过电流检测出来的电流信号,经光耦管向控制电路输出封锁信号,从而关断IGBT 的触发,实现过流保护。 (2)驱动电路中设有保护功能。如日本英达公司的HR065、富士电机的EXB840~844、三菱公司的M57962L等,是集驱动与保护功能于一体的集成电路(称为混合驱动模块),其电流检测是利用在某一正向栅压Uge下,正向导通管压降Uce(ON)与集电极电流Ie成正比的特性,通过检测 Uce(ON)的大小来判断Ie的大小,产品的可靠性高。不同型号的混合驱动模块,其输出能力、开关速度与du/dt的承受能力不同,使用时要根据实际情况恰当选用。 由于混合驱动模块本身的过流保护临界电压动作值是固定的(一般为7~10V),因而存在着一个与IGBT配合的问题。通常采用的方法是调整串联在 IGBT集电极与驱动模块之间的二极管V的个数,如图2(a)所示,使这些二极管的通态压降之和等于或略大于驱动模块过流保护动作电压与IGBT的通态饱和压降Uce(ON)之差。 图2 上述用改变二极管的个数来调整过流保护动作点的方法,虽然简单实用,但精度不高。这是因为每个二极管的通态压降为固定值,使得驱动模块与IGBT集电极c之间的电压不能连续可调。在实际工作中,改进方法有两种: (1)改变二极管的型号与个数相结合。例如,IGBT的通态饱和压降为2.65V,驱动模块过流保护临界动作电压值为7.84V时,那么整个二极管上的通态压降之和应为7.84-2.65=5.19V,此时选用7个硅二极管与1个锗二极管串联,其通态压降之和为 0.7×7+0.3×1=5.20V(硅管视为0.7V,锗管视为0.3V),则能较好地实现配合(2)二极管与电阻相结合。由于二极管通态压降的差异性,上述改进方法很难精确设定IGBT过流保护的临界动作电压值 如果用电阻取代1~2个二极管,如图2(b),则可做到精确配合。 图3 另外,由于同一桥臂上的两个IGBT的控制信号重叠或开关器件本身延时过长等原因,使上下两个IGBT直通,桥臂短路,此时电流的上升率和浪涌冲击电流都很大,极易损坏IGBT 为此,还可以设置桥臂互锁保护,如图3所示。图中用两个与门对同一桥臂上的两个IGBT的驱动信号进行互锁,使每个IGBT的工作状态都互为另一个 IGBT驱动信号可否通过的制约条件,只有在一个IGBT被确认关断后,另一个IGBT才能导通,这样严格防止了臂桥短路引起过流情况的出现。 过压保护 IGBT在由导通状态关断时,电流Ic突然变小,由于电路中的杂散电感与负载电感的作用,将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压uce=L dic/dt,加之IGBT的耐过压能力较差,这样就会使IGBT击穿,因此,其过压保护也是十分重要的。过压保护可以从以下几个方面进行: (1)尽可能减少电路中的杂散电感。作为模块设计制造者来说,要优化模块内部结构(如采用分层电路、缩小有效回路面积等),减少寄生电感,作为使用者来说,要优化主电路结构(采用分层布线、尽量缩短联接线等),减少杂散电感。另外,在整个线路上多加一些低阻低感的退耦电容,进一步减少线路电感。所有这些,对于直接减少IGBT的关断过电压均有较好的效果。 图4 (2)采用吸收回路。吸收回路的作用是:当IGBT关断时,吸收电感中释放的能量,以降低关断过电压。常用的吸收回路有两种,如图4所示。其中(a)图为充放电吸收回路,(b)图为钳位式吸收回路。对于电路中元件的选用,在实际工作中,电容c选用高频低感圈绕聚乙烯或聚丙烯电容,也可选用陶瓷电容,容量为2 F左右。电容量选得大一些,对浪涌尖峰电压的抑制好一些,但过大会受到放电时间的限制。电阻R选用氧化膜无感电阻,其阻值的确定要满足放电时间明显小于主电路开关周期的要求,可按R≤T/6C计算,T为主电路的开关周期。二极管V应选用正向过渡电压低、逆向恢复时间短的软特性缓冲二极管。 (3)适当增大栅极电阻Rg。实践证明,Rg增大,使IGBT的开关速度减慢,能明显减少开关过电压尖峰,但相应的增加了开关损耗,使IGBT发热增多,要配合进行过热保护。Rg阻值的选择原则是:在开关损耗不太大的情况下,尽可能选用较大的电阻,实际工作中按Rg=3000/Ic 选取。 图5 除了上述减少c、e之间的过电压之外,为防止栅极电荷积累、栅源电压出现尖峰损坏IGBT,可在g、e之间设置一些保护元件,电路如图5所示。电阻R的作用是使栅极积累电荷泄放,其阻值可取4.7kΩ;两个反向串联的稳压二极管V1、V2。是为了防止栅源电压尖峰损坏IGBT。 过热保护 IGBT 的损耗功率主要包括开关损耗和导通损耗,前者随开关频率的增高而增大,占整个损耗的主要部分;后者是IGBT控制的平均电流与电源电压的乘积。由于 IGBT是大功率半导体器件,损耗功率使其发热较多(尤其是Rg选择偏大时),加之IGBT的结温不能超过125℃,不宜长期工作在较高温度下,因此要采取恰当的散热措施进行过热保护。 散热一般是采用散热器(包括普通散热器与热管散热器),并可进行强迫风冷。散热器的结构设计应满足: Tj=P△(Rjc+Rcs+Rsa)《Tjm 式中Tj-IGBT的工作结温 P△-损耗功率 Rjc-结-壳热阻 Rcs-壳-散热器热阻 Rsa-散热器-环境热阻 Tjm-IGBT的最高结温 在实际工作中,我们采用普通散热器与强迫风冷相结合的措施,并在散热器上安装温度开关。当温度达到75℃~80℃时,通过SG3525的关闭信号停止PMW 发送控制信号,从而使驱动器封锁IGBT的开关输出,并予以关断保护。 AO-Electronics 傲壹电子 官网:www.aoelectronics.com 中文网:www.aoelectronics.cn
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如何搞定恶劣环境下IGBT的选择?提升结温最重要
it_890726509 2015-5-18 10:37
在本文中所指的轨道交通主要是采用电力牵引的火车和地铁,它们的大功率交流传动电力机车内部构成有有两个重要的功率模块,即主牵引变流器和辅助变流器。主牵引变流器为牵引机车提供动力,功率最高、电压最大,工作条件最为严酷。辅助变流器为其他非动力电流供电,如空调、车灯、后备电源等,电压、功率相对较低,工作条件也相对较好。 主牵引变流器需要3.3千伏或6.5千伏高压模块,辅助变流器所需的电压则相对比较低,1.7千伏模块就能满足。它们均需要选用牵引级IGBT模块,因为机车工作环境非常恶劣。牵引级IGBT是电子应用领域要求等级最高的IGBT,对可靠性和产品生命周期的要求极高。 牵引级IGBT的功率高达1千万瓦,每个IGBT承受的最高电压可高达6.5千伏,标称电流高达600安。牵引级高压大功率IGBT的工作环境严酷,负载剧烈变化,对IGBT模块的寿命影响很大,这就需要采用特定的技术来提高器件的温度循环寿命和功率循环寿命。 一般工业级IGBT功率模块的工作温度为125℃,但英飞凌(Infineon)的IHM/IHV-B系列牵引级IGBT功率模块的工作温度比常见工业级功率模块的工作温度高出25℃,达到150℃。提高25℃对于IGBT有两个好处:首先,增加了IGBT模块的输出功率能力,有利于提高模块输出功率的密度,进而使整个变流器的设计更为小巧。其次,提高牵引级IGBT的工作温度增强了功率循环能力,从而提高模块的可靠性和工作寿命。 “提升结温是我们提升IGBT可用功率的一个手段,而且它是IGBT模块封装技术提升的结果。”英飞凌科技工业及多元化电子市场事业部工业功率市场总监Vivek Mahajan指出,IGBT的输出电流主要受结温限制,芯片的温度限制了它的功率负荷。如果能够将结温提升就意味着IGBT可以输出更大的电流。而实现结温提升的方法有两种:一是降低IGBT的饱和电压,降低IGBT的损耗;另外一个手段就是提高模块的焊线工艺,提升它的可靠性和功率交变能力。提高IGBT的结温可以使客户获得更大的使用功率,还可以降低损耗,散热器温度和模块壳温也随之降低了,允许模块输出更大的电流,同时IGBT的可靠性提升大大延长了模块的使用寿命。” 混合动力车的动力来自内燃机和电机,一部分行驶动力从稳定工作在最佳工作点的内燃机获得,另一部分电力则从电机获得。如果实际需要的动力比内燃机的供能小,则用多余的动力充电,通过发电机存储在电池;如果需要的功率大于内燃机的功能,马达可以和内燃机联合共同驱动机车前进。混合动力机车采用这样“混合双打”方式取长补短,让内燃机获得最佳的能效比。 我们都知道,一般来说混合动力车的关键组件是发电机和马达驱动,而发电机和马达驱动的关键是IGBT模块。由于混合动力车的工作环境略优于轨道交通,因此可选用等级稍低的车辆级IGBT模块。例如英飞凌的PrimePACK第四代IGBT,其最高结温为175℃。实际应用时,可通过将IGBT的位置更靠近基板螺丝固定点的方法,来有效降低基板与散热片之间的热阻效应,内部杂散电感与同级产品相比可降低约60%。
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意法半导体推出全新M系列1200V IGBT
1350900869_312320356 2014-12-12 21:46
  意法半导体 推出全新M系列1200V IGBT,以先进的沟栅式场截止技术 (trench-gate field-stop) 为特色,有效提升太阳能逆变器 (solar inverters)、电焊机 (welding equipment)、不间断电源 (uninterruptible  supplies) 与工业电机驱动器等多项目标应用的能效和可靠性。   高度优化的导通性和关断性以及低导通损耗 (low turn-on loss),让全新的改进型IGBT特别适用于执行工作频率高达20kHz的硬开关电路 (hard-switching circuit);最高工作温度提高至175°C,宽安全工作范围(SOA, safe operating area)无闭锁效应 (latch-up free),150°C 时的短路耐受时间 (short-circuit withstand time) 为10µs,这些特性确保新产品在恶劣的外部电气环境中具有更高的可靠性。   新产品所用的第三代技术包括新的先进的沟栅结构设计和优化的高压IGBT架构,可以最大限度地降低电压过冲 (voltage overshoot),消除关断期间出现的振荡现象 (oscillation),有效降低电能损耗,简化电路设计。与此同时,低饱和电压(Vce(sat))可确保新产品具有很高的导通能效。正温度系数和窄饱和电压范围可简化新产品并联设计,有助于提高功率处理能力。   新产品还受益于提升的导通能效。此外,新产品与IGBT反向并联(anti-parallel)的新一代二极管一同封装,具有快速的恢复时间和增强的恢复软度特性,且导通损耗没有明显上升,进而实现更出色的EMI性能表现。
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中国首批国产8英寸IGBT芯片达国际先进水平
热度 1 1350900869_312320356 2014-12-10 19:39
  继国内首条8英寸IGBT专业芯片线在南车株洲所投产后,该所又传来好消息:近日,载有首批8英寸IGBT芯片的模块,在昆明地铁车辆段完成段内调试,并稳定运行一万公里,各项参数指标均达国际先进水平。   此次试运行的IGBT模块,由南车株洲所旗下南车时代电气自主研发的8英寸IGBT芯片封装而成,IGBT芯片制造、封装、测试的整套技术均在公司研制和生产。它的诞生到应用,已彻底打破国外高端IGBT技术垄断,实现从研发、制造到应用的完全国产化。   作为电力电子装置的“心脏”,IGBT在国家战略领域中不可或缺。但是,国内IGBT技术起步较晚,发展艰难而缓慢。国内大功率IGBT市场因此一直被国外公司垄断。二十世纪六十年代初,株洲所开始培养我国最早的半导体器件研发队伍。改革开放后,该所从美国西屋公司引进一条3英寸大功率半导体生产线,通过消化和吸收,先后成功研制出5英寸系列普通晶闸管和整流管及世界上第一只6英寸晶闸管。   2008年,南车时代电气成功并购英国丹尼克斯半导体公司,2012年,株洲所投资15亿元,在株洲建设起国内第一条8英寸IGBT专业芯片线,并于今年6月正式投产。10月,自主IGBT模块成功通过功率考核试验,并于当月底装载至昆明地铁1号线城轨车辆。
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IGBT产业链:当心三大风险挑战
1350900869_312320356 2014-12-6 20:43
  功率器件在我国还属于朝阳产业,就其在中国发展的历程来看,从20世纪50年底的可控硅SCR发展到80年代的较为成熟的绝缘栅双极晶体管IGBT,发展时间较短。就其增长速度来看,市场规模增长速度较快,高于我国制造业的平均增长速度,并已经成为了全球最大的功率器件市场。   根据统计局的数据显示,2013年,我国功率器件销售额比2012年增长9.9%,销售金额达到1804.87亿元。就其下游需求行业来看,无论是从生活联系紧密的数码相机、LED电视、手机到新能源汽车、工业控制,均是目前成长良好需求广阔甚至在未来具有潜力增长的产品或应用领域,此外,与国防建设相关的战略需求将是政府在制订推动行业发展的政策上的加码因素。功率器件行业作为新兴产业,虽然在目前的发展现状和未来的趋势展望上都表现较好,但是,机遇与风险并存,就我国而言,我国功率器件企业尚处于稚嫩期,产品也以中低端为主,价格竞争无序。   根据调查显示,2013年,功率器件行业统计企业425家,其中亏损企业92家,占统计企业数量的21.65%。亏损总额28.79亿元,超过行业当年利润总额的1/3。   半导体行业容易受到宏观经济走势的影响,其发展表现出一定的周期性。这种周期性受产品供需的变动而发生波动。中国的半导体行业周期性又表现出一些特征:一是受国际经济发展的影响,2009年和2011年,利润总额增速的急剧下降就是受经济危机和欧债危机的影响,同时又存在一定的时滞性,这说明我国的半导体行业的出口比例较大。二是半导体的周期性与资本市场的变动有一定的正相关。无论是2008-2009年的经济危机还是2010-2011年的欧债危机,都与行业的走势基本吻合,这说明半导体行业是偏资金密集型的行业,因为半导体受摩尔定律影响,更新换代速度较快,需要大量的资金投资和研发费用。   电子功率行业的竞争风险来自于两个方面,一是内部竞争风险,一是外部竞争风险。内部竞争风险表现为价格竞争。我国电器功率行业的企业主要位于中低端,油气在技术的复杂程度和资金的要求程度、进入壁垒低的产品方面,无序竞争拉低了行业的销售价格和利润水平。   外部竞争主要来自于国际行业巨头的竞争。国际著名的企业因国内相对低廉的劳力成本和潜在市场,纷纷在中国设立了加工工厂,并占据功率器件的主要国内市场份额,并且在高端产品方面表现的更加突出。以IGBT产业为例,目前中国大陆市场的市场份额主要供应商来自欧美和日本,它们在市场中占据了绝对主导地位。国内企业也正在这方面寻求突破,2014年10月22日,上海先进半导体与中国北车签署了联合打造IGBT产业链的协议。而来自   成本风险主要是受上游原材料价格波动的影响产生的风险。功率器件对上游原材料行业的议价能力相对较弱。功率器件行业的材料主要有晶硅、塑封料、铜材等,铜材属于重要的战略物资资源,对于铜材的需求来自多个领域,功率器件行业仅占其需求端的很小一部分。塑封料占据了整个微电子封装材料97%以上的市场。现在,已经广泛地应用于半导体器件、集成电路、消费电子、汽车、军事、航空等各个封装领域,其采购价格将整体维持波动上升。   此外,行业还存在研发风险,研发风险主要是由于市场的未来需求趋势存在较大的不确定性,企业在研发新产品时需要投入大量的资金,但面临新产品不满足市场需要或者跟不上竞争者更新速度,从而导致投入无法部分或全部收回的风险。还有,以出口为主的企业还面临人民币升值产生的汇率风险;企业投资过度导致的规模不经济风险;生产产品处于行业底端面临淘汰和技术发展风险;企业在市场中管理不善或运营方向失误产生的管理和运营风险等。
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如何让IGBT跑的更快
it_890726509 2014-12-5 09:18
IGBT关断损耗大;拖尾是严重制约高频运用的拦路虎。这问题由两方面构成: 1)IGBT的主导器件—GTR的基区储存电荷问题。 2)栅寄生电阻和栅驱动电荷;构成了RC延迟网络,造成IGBT延迟开和关。 这里;首先讨论原因一的解决方法。解决电路见图(1) 图(1) IGBT的GTR是利用基区N型半导体,在开通时;通过施加基极电流,使之转成P型,将原来的PNP型阻挡区变为P-P-P通路。为保证可靠导通;GTR是过度开通的完全饱和模式。 所谓基区储存效应造成的拖尾;是由于GTR过度饱和,基区N过度转换成P型。在关断时;由于P型半导体需要复合成本征甚至N型,这一过程造成了器件的拖尾。 图(2) 该电路采用准饱和驱动方式;让IGBT工作在准饱和模式下。IGBT预进入饱和;驱动电压就会被DC拉低;使之退出饱和状态;反之IGBT驱动电压上升,VCE下降;接近饱和。对于标准IGBT;这电路可以保证,IGBT的导通压降基本维持在3.5V水平,即IGBT工作在准线性区。这样IGBT的GTR的基极就不会被过驱动,在关断时;几乎没有复合过程。这样器件的拖尾问题就几乎解决了!现在;唯一存在的问题是IGBT的通态压降略高。 这种方式;已经在逻辑IC里盛行。现在的超高速逻辑电路都是这结构。包括你电脑中的CPU! 深圳市傲壹电子有限公司---电子元器件分销商 官网:www.aoelectronics.com 中文网:www.aoelectronics.cn
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基于双IGBT的斩波式串级调速系统的研究
zhenge_395251661 2014-11-28 16:20
   1 引言   目前工业生产中普遍采用的PWM变频调速属于精型调速。而对风机、泵类负载采用变频调速,其逆变器功率为全功率。若采用串级调速方法,则其逆变器功率仅仅为全功率的1/2~l/3。串级调速系统还具有装置安全、可靠性高的优点。即使串级调速逆变装置万一出现故障,异步电动机也能完全脱离串级调速装置转换到转子短接全速运行。但传统串级调速方法存在一个突出的缺点,就是系统功率因数较低,高速满载运转时总功率因数约0.6,低速时总功率因数更差。从节约能源的角度考虑,需要寻找方法提高串级调速系统的功率因数,改善其效率。    2 异步电动机串级调速系统原理   异步电动机串级调速系统是在绕线式异步电动机的转子回路中串入一个与转子回路频率相同的交流附加电势,如图1所示。通过改变附加电势的幅值和相位实现调速。   异步电动机串级调速系统如何通过改变Ef相位调节电机转速。假定电动机拖动恒转矩负载,转子每相电流,2为:   电动机产生的转矩M=CMφI2cosψ2,I2值的减小使电动机转矩亦相应减小,电动机转矩值小于负载转矩值的状态,稳定运转条件被破坏,迫使电动机降速。随着转速的降低,s的值增大,转子电流I2回升,转矩M亦相应回升,直到电动机转矩与负载转矩相等时,减速过程结束,电动机就在此转速下稳定运转,即串入与E2相位相反的附加电势Ef幅值愈大,电动机的稳定转速就愈低。反之亦然。    3 异步电动机串级调速系统功率因数分析   串级调速装置的容量与调速范围成正比,当要求的调速范围不宽时,装置的容量较小,可降低费用。但传统的晶闸管串级调速系统存在突出的缺点:功率因数低、无功损耗大。其原因有以下几方面:   (1)串级调速系统中的逆变变压器需要由电网吸收无功功率QB,这是造成总功率因数低的主要原因。   串级调速系统总的功率因数为:   串级调速系统从电网吸收的总有功功率为P=P1一PB,而从电网吸收的总无功功率为Q=Q1+QB,使得串级调速系统总功率因数较低。   (2)串级调速系统中转子整流电路存在严重的换流重叠现象,引起电动机转子电流落后于转子电压相位μ/2,使电动机本身运转的功率因数变差,即cosψD=cosψcos(μ/2)   (3)串级调速系统中电动机和逆变变压器的电流波形发生畸变,其电流的高次谐波分量引起无功的畸变功率,使串级调速系统的总功率因数亦变坏。提高功率因数的关键是如何减少从电网中吸收的无功功率。    4 几种改进串级调速方案分析   4.1 三相四线双晶闸管串级调速系统   三相四线双晶闸管串级调速的核心是在异步电动机转子回路串入4线式变流器,该电路用辅助的晶闸管为无功功率提供了通路,从而提高了系统的功率因数。其控制方法是通过控制主桥晶闸管和辅助晶闸管轮流导通,使逆变桥直流侧电压在线电压与相电压之间跳变,从而达到提高功率因数的目的。    4.2 新型GTO串级调速系统   新型GT0串级调速系统是在逆变器的直流侧并联一个GTO元件,并通过PWM方式控制GT0的导通和关断,改变直流回路逆变电压,从而调节电动机转速。该方案中PWM的控制方式,可按逆变器的逆变角β固定在正角或β角固定在负角两种不同方式控制,达到不同情况下提高装置功率因数的目的。    4.3 新型三相四线双IGBT串级调速方案   对于新型GTO串级调速系统,尤其在β角为负的情况下,通过装置向电网回馈无功,较大地改善了系统功率因数,但其回馈电流的波形较差,电压损失较大,晶闸管关断不可靠,由于采用PWM控制,系统装置也比较复杂。   为此,需要寻求一种简单、高效的新型转差回馈调速装置,使其能更大程度地提高系统功率因数,从而引入三相四线制双IGBT串级调速方案,其原理如图2所示。绕线式异步电动机的转子输出电压,经整流后与三相桥式晶闸管逆变电路相连;VT7,VT8为两个辅助开关元件IGBT,它为无功功率提供了通路,RCD网络并联于IGBT两端,起限制IGBT峰值电压的作用。   这种方案的基本思想是以传统串级调速装置为基础,在逆变器的直流侧并联两个辅助可关断元件IGBT,其中点与逆变变压器(2次侧采用星形接法)中性点相接。按照一定的控制方式,将逆变角β固定在一个较小角度,通过控制逆变桥晶闸管和2个IGBT元件的导通和关断改变逆变电压,进而调节电动机的转速,达到提高功率因数的目的。    5 新型三相四线双IGBT串级调速控制方案   以逆变桥中5号晶闸管(VT5)与1号晶闸管(VT1)的换相为例分析该方案中IGBT器件的控制方法。图3示出了逆变桥中IGBT与晶闸管的控制脉冲顺序,其中,逆变角β固定在零处,IGBT导通角δ变化范围为0°~120°。   在a,c两相自然换相点(t1时刻)前t0时刻,控制触发VT7导通。VT7管的导通给VT5管加上一个反向电压,IGBT是全控器件,控制脉冲的宽度决定了晶闸管导通时间,VT7导通适当的角度δ,则会给VT5施加足够时间的反压,保证VT5在t1时刻前可靠关断,这样在t1时刻触发VT1管时,就不会出现同组2个晶闸管同时导通的现象,避免了逆变失败。当VT1导通一定角度(120°-δ)后,再次控制VT7导通,可靠关断VT1管,在下一个自然换相点处触发VT3导通,依次循环下去,从而实现了有源逆变。VT8管对VT2,VT4,VT6管的换相控制同上。     此外,IGBT不仅实现了辅助换相作用,还具有调节逆变电压的作用。逆变角β固定不变,当增加IGBT导通时间后,晶闸管关断时间提前,导通时间变短,从而降低了逆变电压。因此,通过改变IGBT脉冲控制角δ的大小,可以改变逆变电压,进而调节电动机转速。
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基于双变换不间断电源的全桥IGBT讲解
it_890726509 2014-11-26 09:15
科技的飞速发展为人们的生活带来了便利,各种各样的电源开始充斥着人们的生活。其中不间断电源被大量使用在信息和数据保护设备上,不间断电源的发展很大程度上是依赖于IGBT、Power MOSFET等电力电子器件的。UPS拥有较多的电路拓扑结构,在这些电路当中,带输出变压器的双变换电路结构的应用是最为广泛的。从被研发至今,这种电路结构几乎没有经过多少改造,而是仅仅在控制电路和用户界面做了改进。这就从侧面说明了这种电路结构的经典性。 但即便是经典,也在近几年的科技冲击下逐渐显示出劣势,相较于大热的高频链双变换UPS,传统的双变换电路结构的缺点已经逐渐暴露出来,但是依赖其成熟的技术,几乎工业化的标准模块式结构和很高的可靠性,使它在市场拥有的份额并没有减小,而且产量越来越大,迫使各大UPS厂商寻找新的技术,以提高效率,降低成本。尤其效率的提高,能有效地减小散热器尺寸,减少后备电池容量,减小充电器功率,明显减小整机体积重量。如果10KVA UPS的8小时机型,提高2%的整机效率,可以减少使用相当12V 6.5AH电池20多节。 典型的双变换UPS 图1,带输出变压器的双变换UPS 如图1所示,是一个典型的双变换UPS,输入交流电经过由D1~D4构成的全桥整流电路,整流得到220V~330V的直流母线电压,电池电压范围为160V~220V,通过隔离二极管D5送给直流母线,供逆变器,所以逆变器的输入电压范围为160~330V。为了输出220V的稳定交流电压,必然需要升压隔离式逆变变压器T1并采用SPWM调制技术。 由于使用IGBT,逆变器一定会采用SPWM技术,且尽量提高调制频率来减小输出谐波分量,但是由于考虑IGBT的开关损耗,合理的调制频率在8~10kHz。如果直接采用全桥式单极性调制方式,逆变变压器有8~10kHz的谐波分量,会有明显的可闻运行噪声,如果进一步提高调制频率到20kHz可消除可闻运行噪声,在目前技术条件下,无论选用何种芯片技术的IGBT,都会明显增加开关损耗,整机效率降低,这是不可取的。 现有的倍频式PWM调制技术就能很好的解决这一问题,只要采用两个反向的三角波,分别调制Q1和Q4,Q2和Q3,就能使输出的调制频率翻倍。这样一来就能保证IGBT 工作在最理想的状态,同时满足整机设计要求。 实例讲解   图2 为了简化讨论,这里讨论一个半桥臂的工作情况,参考图1。我们分析当逆变器Q1关闭时的电压电流波形,见图2。由于负载电感的电流不能突变,继续流过Q2,下部IGBT的中续流二极管。其电流变化速率di/dt在寄生电感上会产生一个压降ΔV=-Lσ×di/dt,它叠加在直流母线上,可以看作在关断Q1的电压尖峰,这个尖峰电压会损坏Q1。 在常见的采用半桥IGBT模块并用并行直流母线连接的UPS设计,为了保护IGBT,使其工作在安全工作区RBSOA内,一般需要采用复杂的吸峰电路。成本高,且要消耗不少能量,有一典型的用于10kVA UPS逆变回路吸峰电路,需要80×80风扇冷却,这是UPS逆变电路亟待改进的地方。 产生ΔV原因可以从下式可以看出:ΔV=-Lσ×di/dt,其与IGBT电流下降速率和回路的电感成正比。要减小尖峰电压,可以减小电流下降速率,就是通常说的关断比较软,但是会增加损耗;另一方法是减小电感,这个电感就是寄生电感。 从原理上说寄生电感与回路包围的面积有关,在设计中,应该选用适当的低电感器件,而且器件布局尽量紧凑。那么如何在UPS设计中减小寄生电感,废除耗能的吸峰电路,降低成本,这是UPS设计者关心的问题。 目前UPS逆变器的功率管采用的是IGBT半桥功率模块,如EUPEC的BSM200GB60DLC。这些IGBT都采用了双极型三极管模块的封装。其体积大,成本高,自身的寄生电感也大。 在IGBT发明时,在第一代IGBT开关速度不太快的前提下,厂商采用双极型三极管模块的封装国际工业标准,可以使得用户在不改变整机结构的情况下,方便取代双极型三极管模块,其不失为一个很好的选择。 结果是UPS厂商的逆变功率模块也始终按双极型三极管的半桥模块设计,这样一来引进比模块本身更大的寄生电感。寄生电感会在IGBT关断的过程中形成很大的尖峰电压。尤其当今IGBT的开关速度已很高了。 那么如何来减小寄生电感是一个IGBT应用关键技术,最有效的方法是把并行母线改为叠层母线,减小回路包围的面积。对于并行母线,其母线宽度与母线距离之比a/b1,其寄生电感Lσ300nH,而叠层母线很容易做到a/b0.01,这样寄生电感Lσ仅为20~30nH,考虑其它因素,寄生电感Lσ实际可以控制在100nH以下。 封装的改进 为了使这一技术实用化,EUPEC公司在1994年制定了一种IGBT国际工业标准化的封装,即Econo,它是第一个IGBT的封装。Econo有两种封装尺寸,即Econo2和Econo3,见(图3)。现有的主要产品是用于逆变器三相全桥模块。最近EUPEC推出单相全桥模块 Econo FourPACK ,其600V系列是专为UPS设计的,包括以下几种常用型号,见表1:   表1 Econo FourPACK系列模块由四个IGBT和四个反向续流二极管构成,它还包括温度检测 NTC,可用于超载、过温保护等。对称的芯片分布,合理的管脚设计使得模块内部和功率组件设计寄生电感最小;引出脚按能量流向分布,母线设计,控制线设计更容易。所有引出脚采用可焊接针,这样便于设计双面覆铜板叠层直流母线,它有很小的寄生电感,如果与EconoBRIDGE 整流模块一起构成系统设计更方便,更能体现优良的性能。 结论 本篇文章主要对双变换UPS不间断电源的全桥IGBT进行了全方位的介绍,这种设计能够在非常多的设计前提下对UPS不间断电源进行性能的整体提高,从而起到明显降低成本的作用。希望大家在阅读过本篇文章之后,能对这种全桥IGBT有进一步的认识和理解。 深圳市傲壹电子有限公司 官网:www.aoelectronics.com 中文网:www.aoelectronics.cn
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我国成立IGBT技术创新与产业联盟
1350900869_312320356 2014-10-29 20:44
  由中国南车株洲所下属的南车时代电气牵头,汇聚国内20多家从事IGBT研发、产业化以及应用企业与科研机构,在湖南株洲共同签署了《中国IGBT技术创新与产业联盟章程(审议稿)》,标志着我国首个IGBT技术创新与产业联盟正式揭牌并宣告成立,此举将有利于整合国内IGBT领域的技术等相关资源,推动我国电力电子技术,特别是IGBT技术与产业化的快速发展。   据介绍,此联盟单位既包括中科院微电子所、清华大学、浙江大学等国内高等院所,也包括中国南车株洲所、珠海格力空调、深圳比亚迪等知名企业。“联盟的成立,有利于整合国内一切IGBT技术与产业化资源,成为促进中国IGBT产业健康可持续发展的进步力量。”当选为首任联盟理事长的中国工程院院士、中国南车株洲所执行董事兼总经理丁荣军说。   IGBT,又被称为绝缘栅双极型晶体管,是实现电能转换和控制的最先进的电力电子器件,被誉为现代工业变流装置的“CPU”,它在轨道交通、航空航天、新能源汽车、风力发电、国防工业等战略性产业广泛应用,就连日常生产生活中的空调、冰箱,都有它的身影,对掌控国家经济命脉、使民族装备不受制于人具有重要作用。IGBT也是节能和低碳经济的主要支撑技术,有关专家介绍,电力电子如今已成为弱电控制与强电运行之间、信息技术与先进制造技术之间,能帮助传统产业提高先进产能比重,实现自动化、智能化转型升级的重要技术。据估算,采用先进的电力电子技术,可使电机系统运行效率提高15%~30%,如果将这一技术用于全国20%的电机中,年节电可达2000亿千瓦时,相当于20个三峡电站的年发电量。   近年来,以微电子、计算机为代表的信息电子技术迅速发展,但电力电子产业的发展还十分不足。长期以来,我国电力电子产业缺乏中长期规划和平台支撑,也没有建成完整的电力电子产业链,尤其是以IGBT为代表的先进器件,仍旧没有摆脱依赖进口的困境。   今年6月20日,中国首条8英寸IGBT专业芯片线在中国按钮车的全面建成,标志着中国在IGBT高端芯片领域已打破了国外的长期垄断,整体技术跻身国际先进行列。此次中国IGBT技术创新与产业联盟成立,将极大地推动中国IGBT产业链相关产品的研发、制造、推广和服务,整合国内IGBT产业从材料到应用的上、下游优势资源,集合行业优势积极推动IGBT产业发展,建立国家技术创新平台,形成具有协同创新能力的电力电子产业体系。
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IGBT栅极驱动器具备状态监测功能,让逆变系统设计更加可靠
franklinzhao_385636686 2014-9-26 15:23
IGBT失效的主要原因是过温。对于低电压、小电流的 逆变系统 设 计,技术已经非常成熟,然而,对于高电压、大电流的应用,技术难度激增。日前,英国剑桥的Amantys公司推出了最新的4500VIGBT栅极驱动器 Amantys Power Drive,它具有先进的Amantys Power Insight状态监测功能,通过监测系统内的各种信息,提高了产品的可靠性与可用性。 据Amantys 市场营销副总裁Steve Evans介绍,该公司在2010年获得剑桥大学一些专利,由ARM公司的高管和剑桥大学的技术人员合作创立。随后,Avago公司和Fi del i ty集团下属公司Moonray Investors也参与了投资。因此,Amantys产品采用ARM CPU设计。 该公司约由25人组成,其中大部分都拥有较强的技术背景,包括电力电子、嵌入式软件等。Amantys的主要产品是IGBT栅极驱动器,可应用于高压直流输电、机车牵引、电力机车和风力发电等应用。 中 国的IGBT市场充满前景。近来,中铁建投招标91列动车组,全国35个城市规划建设6000km轨道线路。在风力和太阳能等可再生能源领域,中国光伏发 电量将赶超德国,成为世界第一。另外,中国在高压直流输电和中压工业驱动方面也都被看好。Steve Evans表示:“这四个行业的共同点是对可靠性的要求比较高,我们可以帮助客户提高产品的可靠性和可用性(使用寿命)。” 该 IGBT栅极驱动器可用于驱动4.5 kV 、额定电流为450A~1200A的IGBT , 兼容世界主要I G B T模块制造商的产品,例如ABB、Dynex( 被南车收购) 、日立、英飞凌、三菱。该产品采用CPLD和基于ARM Cortex-M0 的MCU 进行设计。同时, 它提供光纤接口进行远程通信。Amantys Power Insight监测功能提供对电压(如集电极-发射极电压、栅极供电电压)和温度等数据的监测。另外,Amantys提供了Amantys Power Insight开发包,可以帮助工程师在设计新产品时进行调试。 该产品的一个应用案例是,葡萄牙EMEF公司(负责该国铁路车辆维护的一家公司)的列车比较老旧(有20多年历史),系统采用GTO、 晶闸管 设 计,因此其维护费用不断攀升。该公司在采用Amantys Power Insight技术后,开发出了新的系统,采用IGBT模块替换了GTO和晶闸管,使故障率和维护成本得到降低。通过Amantys Power Insight功能,EMEF能够查询到系统的各种信息。今年,Amantys在德国的一个展会上,对葡萄牙列车进行了远程实时监控,通过发现逆变器的问 题,可以通知工程师前往现场进行维修。 最后,威柏电子(Amantys在中国的一家代理商)的与会代表补充说,逆变系统最重 要的两个部分是DSP和IGBT。IGBT失效的主要原因是过温,这其中又包括电压过高导致器件击穿、过流等。Amantys Power Insight技术能够监测电压、电流等数据,从而在产品失效前给出警告信息,确保了系统的安全。这种技术采用数字方式驱动,与传统的模拟驱动不同,它可 以编程设置各种参数。目前,能够提供该技术的公司在全球仅Amantys一家。
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智能型IGBT驱动用光耦提供因应不同电流大小的可扩展性
franklinzhao_385636686 2014-9-26 15:17
IGBT的功率越来越大,同时也非常昂贵,其驱动、保护到反馈等环节的重要性越来越强。IGBT栅极驱动需要有长期稳定可靠的 光耦 做 隔离。日前,在在国际集成电路研讨会暨展览会(IIC-China 2014)的电源管理及功率半导体论坛上,安华高科技(Avago)隔离产品事业部产品经理陈红雷做了“功能丰富的新型光耦开启IGBT驱动的可扩展性” 的主题演讲。他针对大功率栅极驱动用光耦器件ACPL-339J及其应用做了详细介绍,随后笔者也就光耦的一些市场趋势对其做了专访。 图1:安华高科技隔离产品事业部产品经理陈红雷 陈红雷介绍说,光耦器件主要分为三大类:基本型数字光耦(速率为100KBd~10MBd)、高速数字光耦(速率为12~50MBd,用于CAN、I 2 C 等总线的高速隔离),以及专用型光耦(比如变频器、逆变器IGBT栅极驱动的隔离,变频器电机电流检测的隔离)。在强弱电隔离、通信、过程控制等传统领域 都会用到光耦器件,而汽车电子、高速铁路和新能源等新的领域也都有光耦需求。Avago是全球第一大光耦器件供应商,从隔离电压等级、共模抑制比等方面 看,该公司都处于业界领先的水平。 光耦由发光二极管和光敏二极管(或光敏三极管)组成,中间由介电绝缘带分隔开。光耦在制造 过程中需保证二者能精确对位和距离调整。光耦的一些重要参数包括:电流传输比(CTR)、传输速率、共模抑制比(CMRR)等。其遵循的标准是 UL1577和IEC 60747-5-5。IEC 60747-5-5的前身是VDE 0884,当年惠普(Avago)就是该标准的起草公司之一。 光 耦的一个典型应用是变频器,其中有多处会用到光耦。第一,DSP的PWM信号通过光耦驱动IGBT。第二,电机驱动需要做电流检测。第三,工业自动化协同 工作各部分的通信需做隔离。太阳能/风能发电的架构大同小异,汇流箱将太阳能电池分支汇总,经DC/DC转换器升压,再经逆变处理送至交流电网上。其上同 样会有栅极驱动、电压检测、电流检测、现场总线通信等。汇流箱需要做电流检测,其通道较多,若采用传统的霍尔器件成本会比较高,采用光耦产品(比如 ACPL-790)则非常经济。 ACPL-339J是一款智能型IGBT栅极驱动用光耦。 智能型光耦 指的是,光耦除了具备驱动功能以外,还具有失效/短路保护以及反馈功能。HCPL-316J是Avago最早的智能光耦产品,2013年该公司又推出了ACPL-339J,2014年又推出了ACPL-302J、ACPL-337J等产品。 ACPL- 339J驱动电流为1A,有两个分立的驱动单元。反馈部分包括退饱和检测、欠压闭锁检测。相比于之前的产品,该产品有几大性能提升,如支持轨到轨输出、退 饱和检测及调整、欠压闭锁反馈、外加MOSFET做缓冲等,最大的好处是该器件可扩展(适合于**率至大功率应用,可以根据电流大小选择不同的 MOSFET搭配)。 MOSFET相对于BJT,功率损耗比较低,ACPL-339J搭配MOSFET缓冲器做大功率驱动, 可使功率损耗变小,PCB板级温度降低。同时,IGBT栅极驱动的上管和下管(前置驱动器)分别采用P型和N型MOSFET,可以通过在管与管之间调整延 时,防止出现双管贯通而发生短路的现象(BJT是电流控制型器件,难以做到精确控制)。 ACPL-339J正常关断模式下的栅极电压关断时间为260ns;软关断模式下的关断时间可调(7μs@R S =330Ω,17μs@R S =1kΩ),从而降低di/dt,防止IGBT击穿。 最后在谈到光耦的发展趋势时,陈红雷透露,随着SiC、超级结MOSFET等新型产品的出现,安华高将会紧密地跟进。在高压、大功率驱动方面,690V电压供电场合,IGBT的电压等级达1100V DC 左右,再加上浪涌电压反馈,其将达到1600~1700V DC 。目前,Avago已有WIDEBODY(宽体)封装结构的光耦推出,其工作电压可达2262V,隔离电压为7500V。
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用于混合动力和纯电动汽车的IGBT大功率电子系统建模
热度 1 xxia 2014-6-19 22:30
独立咨询与调查公司IDTechEX公司认为,到2025年还没有推出吸引人的电动汽车产品的公司将“注定被淘汰出局。”其实说这话一点也不让人感到惊讶,因为今天混合动力和纯电动汽车(H/EV)市场正经历着空前的增长和创新。 我就职的Magna Electronics公司专注于通过为牵引驱动和控制应用提供工程、集成和创新解决方案支持这个新兴的混合动力/纯电动汽车市场,其中包括设计逆变器、直流直流转换器、电动机、电池管理系统和其它关键元器件(图1)。 图1:用于混合动力/纯电动汽车市场的电动机和逆变器。 功率半导体器件和模块是每个电源逆变器的关键器件。绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块则常被用于中高功率应用,如混合动力/纯电动汽车逆变器,因为它们具有高压大电流能力。IGBT是逆变器设计中的关键器件,因为该器件的特性决定了逆变器的行为和外围电路。 【分页导航】 第1页: IGBT决定逆变器行为和外围电路 第2页: 通过仿真改进设计 第3页: 过冲电压保护 第4页: 传导性电磁干扰(EMI)的预测 第5页: 本文小结 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 通过仿真改进设计 一般来说,改变一个设计或在实验室验证电路功能是非常耗时并且代价高昂的一件事。电路仿真为电气工程师提供了一种更高效的设计方式。 我们可以根据相关数据手册用Saber Model Architect建立IGBT模块的静态和动态行为的模型。可以用扫描工具将曲线输入Saber,同时调整定位点以匹配曲线。关键要求是表征IGBT的动态行为,包括结点电容、拖尾电流和续流二极管的反向恢复行为,以匹配导通/关断延时和上升下降时间。通过调整关键参数可以使模型用于不同的电路设计,从而极大地推进产品开发过程。 建模IGBT以便完全匹配测试结果是很难的。主要问题之一是,器件特性非常不线性。此时Saber就很有用了,它能通过提供支持来优化困难的模型。而确认电路中的寄生参数也很难,因为开关行为取决于器件本身和电路的寄生参数。尤其是电源电路中的杂散电感可能在关断时引起电压过冲,而栅极驱动电路中的寄生参数会影响开关速度。不过,通过多次反复调整电路可能取得良好匹配。 下面重点介绍了两种不同的IGBT应用,它们足以说明精确IGBT分析的好处。 【分页导航】 第1页: IGBT决定逆变器行为和外围电路 第2页: 通过仿真改进设计 第3页: 过冲电压保护 第4页: 传导性电磁干扰(EMI)的预测 第5页: 本文小结 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 过冲电压保护 对于任何工业产品来说,可靠性是最重要的问题之一。IGBT栅极驱动电路板中有各种保护措施,可防止IGBT受到过压、过流或过温的破坏。这种应用与IGBT模块的电压保护功能有关。当负载出现短路时,电流会瞬时增加到几千安培。电路中的过流保护部分一旦检测到大电流会立即关断IGBT。然而,快速的电流变化率作用于电路中的寄生电感后会在晶体管中产生过冲电压(图2)。这个电压如果没有被钳位将损坏器件。 图2:诸如电机驱动或逆变器等开关应用在IGBT关断时会产生过冲电压(图中的蓝线)。 保护电路通过检测Vce开启反馈电路。保护电路正确工作的关键因素之一是IGBT模块的关断延时和下降时间,这正是精确的IGBT模型之所以重要的原因。其它重要因素是选择保护电路中的元件,确保反馈时间满足要求。在本例中,目标是使Vce保持在550V以下。图3中的红色是在没有保护的情况下IGBT关断时的过冲电压。蓝线和绿线显示了通过改变控制环路和栅极驱动器中的延时而发生的不同行为。使用驱动电路的Saber或Spice模型可以确保整个仿真模型的精度。 图3:利用仿真理解改变保护电路内器件参数而发生的效应。 精确的Saber模型有助于验证所设计的电路的功能、选择正确的元件和调整参数。通过在实现硬件之前使用仿真可以显著节省时间,降低工程成本。 【分页导航】 第1页: IGBT决定逆变器行为和外围电路 第2页: 通过仿真改进设计 第3页: 过冲电压保护 第4页: 传导性电磁干扰(EMI)的预测 第5页: 本文小结 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 传导性电磁干扰(EMI)的预测 每个电源电路中都存在传导辐射。他们发生的原因是快速变化的开关电流或电压,这在脉动电路中是很常见的。EMI方面感兴趣的频率范围通常是从100kHz至100MHz。 电源电路中的脉动电流或电压看起来像图4a中的方波。方波的快速傅里叶变换(FFT)分析见图4b。频谱衰减取决于方波的两个因素:与脉冲宽度有关的第一个交越频率,与方波的上升和下降时间有关的第二个角频率。因此我们需要建模IGBT模型的上升和下降时间,因为它们影响分析结果。 图4a:信号被建模为梯形波形。波形持续时间(t0)确定了第一个角频率,上升或下降时间(Tr或Tf)确定了第二个角频率。 图4b:相应的频谱。 图5显示了具有不同开关速度的器件模型分析结果。蓝色波形显示的是开关时间为50ns的理想开关,而红色波形显示的是实际IGBT模型。这两个波形在高频范围内有很明显的差别。 图5:比较理想开关(蓝色)和精确IGBT模型(红色)的频率响应。 【分页导航】 第1页: IGBT决定逆变器行为和外围电路 第2页: 通过仿真改进设计 第3页: 过冲电压保护 第4页: 传导性电磁干扰(EMI)的预测 第5页: 本文小结 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 本文小结 用Saber进行精确的IGBT器件建模有助于开发逆变器产品,包括栅极驱动器电路板设计和EMI滤波器设计。搭建硬件一般要花6到12个月时间,但仿真可以在任何原型创建之前达到设计优化的目的。仿真有助于: 发现潜在的问题 理解系统行为 验证解决方案和功能 加快设计进程 降低成本 提高效率 虽然本文只是简单介绍了两种应用,但Saber可以用于仿真许多电路和子系统,分析各种控制电路板的EMI。 原文作者:Shengnan Li 【分页导航】 第1页: IGBT决定逆变器行为和外围电路 第2页: 通过仿真改进设计 第3页: 过冲电压保护 第4页: 传导性电磁干扰(EMI)的预测 第5页: 本文小结 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载
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常用IGBT及MOSFET器件隔离驱动技术汇总
anhualiuaiwen_472716396 2014-4-23 17:02
MOSFET以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件的源极和栅极之间是绝缘的二氧化硅结构,直流电不能通过,因而低频的表态驱动功率接近于零。但是栅极和源极之间构成了一个栅极电容Cgs,因而在高频率的交替开通和需要关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET的Cgs一般在10-100pF之内,对于大功率的绝缘栅功率器件,由于栅极电容Cgs较大。一般在1-100nF之间,因而需要较大的动态驱动功率。更由于漏极到栅极的密勒电容Cdg,栅极驱动功率往往是不可忽视的。 因IGBT具有电流拖尾效应,在关断时要求更好的抗干扰性,需要负压驱动。MOSFET速度比较快,关断时可以没有负压,但在干扰较重时,负压关断对于提高可靠性有很大好处。 隔离驱动技术情况 为可靠驱动绝缘栅器件,目前已有很多成熟电路。当驱动信号与功率器件不需要隔离时,驱动电路的设计是比较简单的,目前也有了许多优秀的驱动集成电路。 1、光电耦合器隔离的驱动器 光电耦合器的优点是体积小巧,缺点是:A、反应较慢,因而具有较大的延迟时间(高速型光耦一般也大于300ns);B、光电耦合器的输出级需要隔离的辅助电源供电。 2、无源变压器驱动 用脉冲变压器隔离驱动绝缘栅功率器件有三种方法:无源、有源和自给电源驱动。无源方法就是用变压器次级的输出直流驱动绝缘栅器件,这种方法很简单也不需要单独的驱动电源。缺点是输出波型失真较大,因为绝缘栅功率器件的栅源电容Cgs一般较大。减小失真的办法是将初级的输入信号改为具有一定功率的大信号,相应脉冲变压器也应取较大体积,但在大功率下,一般仍不令人满意。另一缺点是当占空比变化较大时,输出驱动脉冲的正负幅值变化太大,可能导致工作不正常,因此只适用于占空比变化不大的场合。 3、有源变压器驱动 有源方法中的变压器只提供隔离的信号,在次级另有整形放大电路来驱动绝缘栅功率器件,当然驱动波形较好,但是需要另外提供单独的辅助电源供给放大器。而辅助电源如果处理不当,可能会引进寄生的干扰。 4、调制型自给电源的变压器隔离驱动器 采用自给电源技术,只用一个变压器,既省却了辅助电源,又能得到较快的速度,当然是不错的方法。目前自给电源的产生有调制和从分时两种方法。 调制技术是比较经典的方法,即对PWM驱动信号进行高频(几个MHZ以上)调制,并将调制信号加在隔离脉冲变压器初级,在次级通过直接整流得到自给电源,而原PWM调制信号则需经过解调取得,显然,这种方法并不简单。调制式的另一缺点是PWM的解调要增加信号的延时,调制方式适于传递较低频率的PWM信号。 5、分时型自给电源的变压器隔离驱动器 分时技术是一种较新的技术,其原理是,将信号和能量的传送采取分别进行的方法,即在变压器输入PWM信号的上升和下降沿传递信息,在输入信号的平顶阶段传递驱动所需要的能量。由于在PWM信号的上升和下降沿只传递信号,基本没有能量传输,因而输出的PWM脉冲的延时和畸变都很小,能获得陡峭的驱动输出脉冲。分时型自给电源驱动器的不足是用于低频时变压器的体积较大,此外由于自给能量的限制,驱动超过300A/1200V的IGBT比较困难。
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常用IGBT及MOSFET器件隔离驱动技术汇总
yaoyuxii_201956102 2014-4-16 09:37
MOSFET以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件的源极和栅极之间是绝缘的二氧化硅结构,直流电不能通过,因而低频的表态驱动功率接近于零。但是栅极和源极之间构成了一个栅极电容Cgs,因而在高频率的交替开通和需要关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET的Cgs一般在10-100pF之内,对于大功率的绝缘栅功率器件,由于栅极电容Cgs较大。一般在1-100nF之间,因而需要较大的动态驱动功率。更由于漏极到栅极的密勒电容Cdg,栅极驱动功率往往是不可忽视的。 因IGBT具有电流拖尾效应,在关断时要求更好的抗干扰性,需要负压驱动。MOSFET速度比较快,关断时可以没有负压,但在干扰较重时,负压关断对于提高可靠性有很大好处。 隔离驱动技术情况 为可靠驱动绝缘栅器件,目前已有很多成熟电路。当驱动信号与功率器件不需要隔离时,驱动电路的设计是比较简单的,目前也有了许多优秀的驱动集成电路。 1、光电耦合器隔离的驱动器 光电耦合器的优点是体积小巧,缺点是:A、反应较慢,因而具有较大的延迟时间(高速型光耦一般也大于300ns);B、光电耦合器的输出级需要隔离的辅助电源供电。 2、无源变压器驱动 用脉冲变压器隔离驱动绝缘栅功率器件有三种方法:无源、有源和自给电源驱动。无源方法就是用变压器次级的输出直流驱动绝缘栅器件,这种方法很简单也不需要单独的驱动电源。缺点是输出波型失真较大,因为绝缘栅功率器件的栅源电容Cgs一般较大。减小失真的办法是将初级的输入信号改为具有一定功率的大信号,相应脉冲变压器也应取较大体积,但在大功率下,一般仍不令人满意。另一缺点是当占空比变化较大时,输出驱动脉冲的正负幅值变化太大,可能导致工作不正常,因此只适用于占空比变化不大的场合。 3、有源变压器驱动 有源方法中的变压器只提供隔离的信号,在次级另有整形放大电路来驱动绝缘栅功率器件,当然驱动波形较好,但是需要另外提供单独的辅助电源供给放大器。而辅助电源如果处理不当,可能会引进寄生的干扰。 4、调制型自给电源的变压器隔离驱动器 采用自给电源技术,只用一个变压器,既省却了辅助电源,又能得到较快的速度,当然是不错的方法。目前自给电源的产生有调制和从分时两种方法。 调制技术是比较经典的方法,即对PWM驱动信号进行高频(几个MHZ以上)调制,并将调制信号加在隔离脉冲变压器初级,在次级通过直接整流得到自给电源,而原PWM调制信号则需经过解调取得,显然,这种方法并不简单。调制式的另一缺点是PWM的解调要增加信号的延时,调制方式适于传递较低频率的PWM信号。 5、分时型自给电源的变压器隔离驱动器 分时技术是一种较新的技术,其原理是,将信号和能量的传送采取分别进行的方法,即在变压器输入PWM信号的上升和下降沿传递信息,在输入信号的平顶阶段传递驱动所需要的能量。由于在PWM信号的上升和下降沿只传递信号,基本没有能量传输,因而输出的PWM脉冲的延时和畸变都很小,能获得陡峭的驱动输出脉冲。分时型自给电源驱动器的不足是用于低频时变压器的体积较大,此外由于自给能量的限制,驱动超过300A/1200V的IGBT比较困难。
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IGBT保护电路的过流保护设计方案
yaoyuxii_201956102 2014-4-16 09:34
IGBT(绝缘栅双极性晶体管)是一种用MOS来控制晶体管的新型电力电子器件,具有电压高、电流大、频率高、导通电阻小等特点,因而广泛应用在变频器的逆变电路中。但由于IGBT的耐过流能力与耐过压能力较差,一旦出现意外就会使它损坏。为此,必须对IGBT进行相关保护。 过流保护 生产厂家对IGBT提供的安全工作区有严格的限制条件,且IGBT承受过电流的时间仅为几微秒(SCR、GTR等器件承受过流时间为几十微秒),耐过流量小,因此使用IGBT首要注意的是过流保护。产生过流的原因大致有:晶体管或二极管损坏、控制与驱动电路故障或干扰等引起误动、输出线接错或绝缘损坏等形成短路、输出端对地短路与电机绝缘损坏、逆变桥的桥臂短路等。 对IGBT的过流检测保护分两种情况: (1)驱动电路中无保护功能。这时在主电路中要设置过流检测器件。对于小容量变频器,一般是把电阻R直接串接在主电路中,如图1(a)所示,通过电阻两端的电压来反映电流的大小;对于大中容量变频器,因电流大,需用电流互感器TA(如霍尔传感器等)。电流互感器所接位置:一是像串电阻那样串接在主回路中,如图1(a)中的虚线所示;二是串接在每个IGBT上,如图1(b)所示。前者只用一个电流互感器检测流过IGBT的总电流,经济简单,但检测精度较差;后者直接反映每个IGBT的电流,测量精度高,但需6个电流互感器。过电流检测出来的电流信号,经光耦管向控制电路输出封锁信号,从而关断IGBT的触发,实现过流保护。 (2)驱动电路中设有保护功能。如日本英达公司的HR065、富士电机的EXB840~844、三菱公司的M57962L等,是集驱动与保护功能于一体的集成电路(称为混合驱动模块),其电流检测是利用在某一正向栅压 Uge下,正向导通管压降Uce(ON)与集电极电流Ie成正比的特性,通过检测Uce(ON)的大小来判断Ie的大小,产品的可靠性高。不同型号的混合驱动模块,其输出能力、开关速度与du/dt的承受能力不同,使用时要根据实际情况恰当选用。 由于混合驱动模块本身的过流保护临界电压动作值是固定的(一般为7~10V),因而存在着一个与IGBT配合的问题。通常采用的方法是调整串联在 IGBT集电极与驱动模块之间的二极管V的个数,如图2(a)所示,使这些二极管的通态压降之和等于或略大于驱动模块过流保护动作电压与IGBT的通态饱和压降Uce(ON)之差。 上述用改变二极管的个数来调整过流保护动作点的方法,虽然简单实用,但精度不高。这是因为每个二极管的通态压降为固定值,使得驱动模块与IGBT集电极c之间的电压不能连续可调。在实际工作中,改进方法有两种: (1)改变二极管的型号与个数相结合。例如,IGBT的通态饱和压降为2.65V,驱动模块过流保护临界动作电压值为 7.84V时,那么整个二极管上的通态压降之和应为7.84-2.65=5.19V,此时选用7个硅二极管与1个锗二极管串联,其通态压降之和为 0.7×7+0.3×1=5.20V(硅管视为0.7V,锗管视为0.3V),则能较好地实现配合(2)二极管与电阻相结合。由于二极管通态压降的差异性,上述改进方法很难精确设定IGBT过流保护的临界动作电压值如果用电阻取代1~2个二极管,如图2(b),则可做到精确配合。 另外,由于同一桥臂上的两个IGBT的控制信号重叠或开关器件本身延时过长等原因,使上下两个IGBT直通,桥臂短路,此时电流的上升率和浪涌冲击电流都很大,极易损坏IGBT 为此,还可以设置桥臂互锁保护,如图3所示。图中用两个与门对同一桥臂上的两个IGBT的驱动信号进行互锁,使每个IGBT的工作状态都互为另一个 IGBT驱动信号可否通过的制约条件,只有在一个IGBT被确认关断后,另一个IGBT才能导通,这样严格防止了臂桥短路引起过流情况的出现。 【 分页导航 】 第1页:过流保护 第2页:过压保护和过热保护 过压保护 IGBT在由导通状态关断时,电流Ic突然变小,由于电路中的杂散电感与负载电感的作用,将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压uce=L dic/dt,加之IGBT的耐过压能力较差,这样就会使IGBT击穿,因此,其过压保护也是十分重要的。过压保护可以从以下几个方面进行: (1)尽可能减少电路中的杂散电感。作为模块设计制造者来说,要优化模块内部结构(如采用分层电路、缩小有效回路面积等),减少寄生电感;作为使用者来说,要优化主电路结构(采用分层布线、尽量缩短联接线等),减少杂散电感。另外,在整个线路上多加一些低阻低感的退耦电容,进一步减少线路电感。所有这些,对于直接减少IGBT的关断过电压均有较好的效果。 (2)采用吸收回路。吸收回路的作用是;当IGBT关断时,吸收电感中释放的能量,以降低关断过电压。常用的吸收回路有两种,如图4所示。其中(a)图为充放电吸收回路,(b)图为钳位式吸收回路。对于电路中元件的选用,在实际工作中,电容c选用高频低感圈绕聚乙烯或聚丙烯电容,也可选用陶瓷电容,容量为2 F左右。电容量选得大一些,对浪涌尖峰电压的抑制好一些,但过大会受到放电时间的限制。电阻R选用氧化膜无感电阻,其阻值的确定要满足放电时间明显小于主电路开关周期的要求,可按R≤T/6C计算,T为主电路的开关周期。二极管V应选用正向过渡电压低、逆向恢复时间短的软特性缓冲二极管。 (3)适当增大栅极电阻Rg。实践证明,Rg增大,使IGBT的开关速度减慢,能明显减少开关过电压尖峰,但相应的增加了开关损耗,使IGBT发热增多,要配合进行过热保护。Rg阻值的选择原则是:在开关损耗不太大的情况下,尽可能选用较大的电阻,实际工作中按Rg=3000/Ic 选取。 除了上述减少c、e之间的过电压之外,为防止栅极电荷积累、栅源电压出现尖峰损坏 IGBT,可在g、e之间设置一些保护元件,电路如图5所示。电阻R的作用是使栅极积累电荷泄放,其阻值可取4.7kΩ;两个反向串联的稳压二极管V1、 V2。是为了防止栅源电压尖峰损坏IGBT。 过热保护 IGBT 的损耗功率主要包括开关损耗和导通损耗,前者随开关频率的增高而增大,占整个损耗的主要部分;后者是IGBT控制的平均电流与电源电压的乘积。由于IGBT是大功率半导体器件,损耗功率使其发热较多(尤其是Rg选择偏大时),加之IGBT的结温不能超过125℃,不宜长期工作在较高温度下,因此要采取恰当的散热措施进行过热保护。 散热一般是采用散热器(包括普通散热器与热管散热器),并可进行强迫风冷。散热器的结构设计应满足:Tj=P△(Rjc+Rcs+Rsa)《Tjm   式中Tj-IGBT的工作结温 P△-损耗功率 Rjc-结-壳热阻vkZ电子资料网 Rcs-壳-散热器热阻 Rsa-散热器-环境热阻 Tjm-IGBT的最高结温 在实际工作中,我们采用普通散热器与强迫风冷相结合的措施,并在散热器上安装温度开关。当温度达到75℃~80℃时,通过 SG3525的关闭信号停止PMW 发送控制信号,从而使驱动器封锁IGBT的开关输出,并予以关断保护。 【 分页导航 】 第1页:过流保护 第2页:过压保护和过热保护
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基于双IGBT的斩波式串级调速系统的研究
yaoyuxii_201956102 2014-4-16 09:22
   1 引言   目前工业生产中普遍采用的PWM变频调速属于精型调速。而对风机、泵类负载采用变频调速,其逆变器功率为全功率。若采用串级调速方法,则其逆变器功率仅仅为全功率的1/2~l/3。串级调速系统还具有装置安全、可靠性高的优点。即使串级调速逆变装置万一出现故障,异步电动机也能完全脱离串级调速装置转换到转子短接全速运行。但传统串级调速方法存在一个突出的缺点,就是系统功率因数较低,高速满载运转时总功率因数约0.6,低速时总功率因数更差。从节约能源的角度考虑,需要寻找方法提高串级调速系统的功率因数,改善其效率。    2 异步电动机串级调速系统原理   异步电动机串级调速系统是在绕线式异步电动机的转子回路中串入一个与转子回路频率相同的交流附加电势,如图1所示。通过改变附加电势的幅值和相位实现调速。   异步电动机串级调速系统如何通过改变Ef相位调节电机转速。假定电动机拖动恒转矩负载,转子每相电流,2为:   电动机产生的转矩M=CMφI2cosψ2,I2值的减小使电动机转矩亦相应减小,电动机转矩值小于负载转矩值的状态,稳定运转条件被破坏,迫使电动机降速。随着转速的降低,s的值增大,转子电流I2回升,转矩M亦相应回升,直到电动机转矩与负载转矩相等时,减速过程结束,电动机就在此转速下稳定运转,即串入与E2相位相反的附加电势Ef幅值愈大,电动机的稳定转速就愈低。反之亦然。    3 异步电动机串级调速系统功率因数分析   串级调速装置的容量与调速范围成正比,当要求的调速范围不宽时,装置的容量较小,可降低费用。但传统的晶闸管串级调速系统存在突出的缺点:功率因数低、无功损耗大。其原因有以下几方面:   (1)串级调速系统中的逆变变压器需要由电网吸收无功功率QB,这是造成总功率因数低的主要原因。   串级调速系统总的功率因数为:   串级调速系统从电网吸收的总有功功率为P=P1一PB,而从电网吸收的总无功功率为Q=Q1+QB,使得串级调速系统总功率因数较低。   (2)串级调速系统中转子整流电路存在严重的换流重叠现象,引起电动机转子电流落后于转子电压相位μ/2,使电动机本身运转的功率因数变差,即cosψD=cosψcos(μ/2)   (3)串级调速系统中电动机和逆变变压器的电流波形发生畸变,其电流的高次谐波分量引起无功的畸变功率,使串级调速系统的总功率因数亦变坏。提高功率因数的关键是如何减少从电网中吸收的无功功率。    4 几种改进串级调速方案分析   4.1 三相四线双晶闸管串级调速系统   三相四线双晶闸管串级调速的核心是在异步电动机转子回路串入4线式变流器,该电路用辅助的晶闸管为无功功率提供了通路,从而提高了系统的功率因数。其控制方法是通过控制主桥晶闸管和辅助晶闸管轮流导通,使逆变桥直流侧电压在线电压与相电压之间跳变,从而达到提高功率因数的目的。    4.2 新型GTO串级调速系统   新型GT0串级调速系统是在逆变器的直流侧并联一个GTO元件,并通过PWM方式控制GT0的导通和关断,改变直流回路逆变电压,从而调节电动机转速。该方案中PWM的控制方式,可按逆变器的逆变角β固定在正角或β角固定在负角两种不同方式控制,达到不同情况下提高装置功率因数的目的。    4.3 新型三相四线双IGBT串级调速方案   对于新型GTO串级调速系统,尤其在β角为负的情况下,通过装置向电网回馈无功,较大地改善了系统功率因数,但其回馈电流的波形较差,电压损失较大,晶闸管关断不可靠,由于采用PWM控制,系统装置也比较复杂。   为此,需要寻求一种简单、高效的新型转差回馈调速装置,使其能更大程度地提高系统功率因数,从而引入三相四线制双IGBT串级调速方案,其原理如图2所示。绕线式异步电动机的转子输出电压,经整流后与三相桥式晶闸管逆变电路相连;VT7,VT8为两个辅助开关元件IGBT,它为无功功率提供了通路,RCD网络并联于IGBT两端,起限制IGBT峰值电压的作用。   这种方案的基本思想是以传统串级调速装置为基础,在逆变器的直流侧并联两个辅助可关断元件IGBT,其中点与逆变变压器(2次侧采用星形接法)中性点相接。按照一定的控制方式,将逆变角β固定在一个较小角度,通过控制逆变桥晶闸管和2个IGBT元件的导通和关断改变逆变电压,进而调节电动机的转速,达到提高功率因数的目的。    5 新型三相四线双IGBT串级调速控制方案   以逆变桥中5号晶闸管(VT5)与1号晶闸管(VT1)的换相为例分析该方案中IGBT器件的控制方法。图3示出了逆变桥中IGBT与晶闸管的控制脉冲顺序,其中,逆变角β固定在零处,IGBT导通角δ变化范围为0°~120°。   在a,c两相自然换相点(t1时刻)前t0时刻,控制触发VT7导通。VT7管的导通给VT5管加上一个反向电压,IGBT是全控器件,控制脉冲的宽度决定了晶闸管导通时间,VT7导通适当的角度δ,则会给VT5施加足够时间的反压,保证VT5在t1时刻前可靠关断,这样在t1时刻触发VT1管时,就不会出现同组2个晶闸管同时导通的现象,避免了逆变失败。当VT1导通一定角度(120°-δ)后,再次控制VT7导通,可靠关断VT1管,在下一个自然换相点处触发VT3导通,依次循环下去,从而实现了有源逆变。VT8管对VT2,VT4,VT6管的换相控制同上。   此外,IGBT不仅实现了辅助换相作用,还具有调节逆变电压的作用。逆变角β固定不变,当增加IGBT导通时间后,晶闸管关断时间提前,导通时间变短,从而降低了逆变电压。因此,通过改变IGBT脉冲控制角δ的大小,可以改变逆变电压,进而调节电动机转速。
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高频电源模块驱动电路设计
yaoyuxii_201956102 2014-4-16 09:16
   1、驱动电路的基本要求   一个理想的IGBT驱动电路应具有以下基本性能:   (1)动态驱动能力强,能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动电压脉冲;   (2)IGBT导通后,栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要有足够的幅度,使IGBT的功率输出级总处于饱和状态,瞬时过载时,栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证IGBT不退出饱和区而损坏;   (3)能向IGBT提供适当的正向栅压,一般取+15V为宜;   (4)能向IGBT提供足够的反向栅压,利于IGBT的快速关断,幅值一般为5V-15V;   (5)由于IGBT多用于高压场合,驱动电路必需有足够的输入输出电隔离能力且不影响驱动信号的正常传输;   (6)具有栅压限幅电路,保护栅极不被击穿;   (7)输入输出信号传输具有尽可能短的延时;   (8)当IGBT负载短路或过流时,能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流,实现软关断;   (9)当出现过流、短路等情况时能迅速发出过流保护信号供给控制电路进行处理。    2、驱动器的选择   目前,市场上常见的驱动器有日本富士EXB系列、日本英达HR系列、日本三菱M579系列及美国Unitrode公司的UC系列,它们功能大致相同,但也有许多不同之处。目前国内流行使用的EXB841不具备定时逻辑栅压控制的功能,过流时若驱动器入口信号消失,则其出口信号随之消失而损坏IGBT,且关断负压-5V不够可靠。   HR065的短路保护稳定,但可靠性差。经过对比分析,我们选用日本三菱公司的M57962AL驱动器。该驱动器具有如下特点:   (1)采用高速光偶隔离,输入输出隔离绝缘强度高 ;   (2)输入输出电平与TTL电平兼容,适于单片机控制;      (3)内部有定时逻辑短路保护电路,同时具有廷时保护特性;      (4)具有可靠通断措施(采用双电源供电);      (5)驱动功率大,可以驱动600A/600V或400A/1200V的IGBT模块。   M57962AL是厚模单列直插式封装,如图1所示,是从左至右依次编号,其中9~12为空端。各引脚功能如下:   1端和2端:故障检测输入端;   4端:接正电源VCC ;   5端:驱动信号输出端 ;       6端:接负电源VEE ;   8端:故障信号输出 ;   13端和14端:驱动信号输入端。 图1  M57962AL芯片的外观尺寸图   M57962AL芯片的内部结构及内部保护电路如图2和图3所示。 图2  M57962AL芯片的内部结构图 图3  M57962AL的内部保护电路图    3、 驱动电路的实现   IGBT的驱动电路原理图如图4所示。 图4  IGBT的驱动电路原理图   图中Q1为由控制电路产生的驱动信号输入,fault为本驱动电路在检测到过流等故障时发出的故障检测信号。C1、G1、E1分别接IGBT的源、栅、漏级。驱动电路的供电采用单电源加稳压管方式,主要考虑了以下几个方面的问题。    (1) 稳压管D的合理选择   驱动器M57962AL通过检测IGBT的通态饱和压降(即1脚的电压U1)来判断是否过流,当检测出IGBT的栅极和源极同为高电平时就判断为过流,此时降低栅极驱动电压。并通过光耦向控制电路发出故障信号。IGBT正常工作时的通态压降一般为2.5V~3.0V。而M57962AL的过流检测端的阀值电压Ucs设计为10V。如此高的阀值电压对诸如桥臂直通、负载短路等情况有一定的保护作用。但动作非常迟缓,甚至起不到保护作用。因此必须降低过流保护阀值,方法是在检测端串联一稳压管D2,通过实验来确定稳压管的稳压值。它们之间满足如下关系:   当芯片1脚的电压U1达到过流检测端的阀值电压UCS,M57962AL软降栅压,同时发出故障信号。VD2选取越大则允许的VCE越小,IGBT允许流过的电流值亦越小。在本课题研究中,设定的管压保护值为4.2V,对应的保护电流值为300A,所以采用的稳压管D2的压降为    (2)VCC、VEE的选取   由于IGBT导通后的管压降与所加正向栅压有关,在漏源电流一定的情况下,正向栅压增加时,通态压降下降,器件导通损耗减小。但若发生过流或短路,正向栅压越高,则电流幅值越高,IGBT越易损坏。对集电极额定电流200A的IGBT来说,VCC选择+12V~+15V比较合适,在这一点通态接近饱和值,是IGBT工作的最佳点。而为使IGBT在关断期间可靠截止,给处于截止状态的IGBT外加-10V左右的反向栅压VEE比较合适。实现电路中考虑到简化辅助电源设计的因素,采用24V单电源外加9.1V稳压管的方式为驱动电路供电。即:VCC=+15V,VEE=-9V。    (3)栅极电阻Rg的选取   栅极驱动电阻的取值非常重要,适当数值的栅极电阻能有效地抑制振荡、减缓开关开通时间、改善电流上冲波形、减小电压浪涌。从安全可靠性角度来说,应当取较大的栅电阻,但是,较大的栅电阻影响开关速度、增加开关损耗。从提高工作频率角度,应当取较小的栅电阻。一般情况下,可靠性是第一位的,因此使用中倾向于取较大值的电阻。栅极电阻的最佳值应当通过实验确定。本文中经过实验调试,选择Rg=4.7Ω。    (4)电容Ctrip的选取   M57962AL与M57962L的不同之处就在于,M57962AL利用改变引脚2,4之间的电容Ctrip可以对短路保护检测时间进行调整,应用比较灵活。若2脚悬空,短路保护检测时间为2.6μs,保护动作太灵敏常容易引起误动作。为此,通过接在2,4脚之间一个电容Ctrip来调节保护时间,选取1000pF左右的电容,保护时间大约为3μs。若保护仍然过于敏感,可改用3300pF的电容,此时保护时间约为6μs。   此外,对于M57962AL驱动电路,在以下两种情况容易导致驱动电路失去负偏压:一是产生负偏压的稳压二极管D2被击穿短路;二是驱动电路在单电源供电时,因失去电源供电电压的时候。此时若按传统的M57962AL单电源供电的典型接法(如图5),并没有保护信号给出,易造成IGBT的损坏。 图5  M57962AL的典型接法   针对上述情况,对M57962AL的外围电路进行了一些改进(如图4所示)。在正常情况下,D4导通,M57962AL的8脚为高电平,D1截止,VT导通,光耦输出呈低阻态,故障信号为低电平,表现为无故障。过流保护时,D4导通,M57962AL的8脚为低电平,D1导通,VT截止,光耦输出呈高阻态,故障信号为高电平,表现为有故障发生。如果稳压二极管D2击穿短路,则D4截止,VT截止,光耦输出呈高阻态,同样给出故障信号。如果驱动电路失去+24V电压,则光耦无电流流过,仍然表现为故障保护。这样就避免了IGBT因为失去负偏压或者失去供电而导致损坏。另外这里为了加快对故障信号的反应,故障保护输出光耦选用高速光耦6N137。    4  结语   性能优越的驱动电路是高频电源模块运行可靠的保证。采用驱动器M57962AL实现IGBT的驱动电路,可以使IGBT工作可靠,性能稳定。
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杂散电感对高效IGBT4逆变器设计的影响
xxtx188_420963116 2013-9-9 10:32
IGBT技术不能落后于应用要求。因此,英飞凌推出了最新一代的IGBT芯片以满足具体应用的需求。与目前逆变器设计应用功率或各自额定电流水平相关的开关速度和软度要求是推动这些不同型号器件优化的主要动力。这些型号包括具备快速开关特性的T4芯片、具备软开关特性的P4芯片和开关速度介于T4和P4之间的E4芯片。 表1简单介绍了IGBT的3个折衷点,并对相应的电流范围给出了建议。 IGBT和二极管的动态损耗 为研究和比较这三款不同芯片在杂散电感从23nH到100nH时的开关损耗和软度,我们选用了一种接近最优化使用T4芯片的合理限值的模块。因此,选择一个采用常见的62mm封装300A半桥配置作为平台,而模块则分别搭载了这三款IGBT芯片。 这三个模块都采用了相同的高效发射极控制二极管和栅极驱动设置。图1为实验设置。 图2显示了两个不同杂散电感对配备IGBT-T4的300A半桥的开通波形的影响。 当电流升高后,更高的杂散电感Ls不仅可以增大器件端子的电感压降(Δu=-L*di/dt),而且还能影响电流上升速度di/dt本身。尽管寄生电感使导通速度减缓,但导通损耗却大幅降低。 在该示例中,初始开关阶段的损耗(见图2中的时间戳a)随着杂散电感的增大由30.4mW降至12mW。 开关事件第二阶段的特点是二极管出现反向恢复电流峰值以及IGBT电压进一步下降。寄生电感的增大会导致反向恢复电流峰值的延迟,以及第二阶段开关损耗的提高。 因此,就整个开关事件而言,寄生电感的增大可大幅降低开通损耗。在本例中,损耗由40mW降低至23.2mW。 众所周知,虽然在开通过程中di/dt可降低IGBT的电压,但在关断过程中它也会增大IGBT的电压过冲。因此,直流母线电感的增加会增大关断损耗。如图3所示,关断的开关事件可分为两个阶段。 《电子设计技术》网站版权所有,谢绝转载 小电感和大电感设置的电流波形在时间戳b的位置交叉。在第一开关阶段直到交叉点b,采用大电感设置升高的过压会使损耗增至36.3mJ,而小电感设置的损耗为30.8mJ。不过,在b点之后,大电感设置会产生较短的电流拖尾,这样该阶段的损耗会比小电感设置的损耗低1.8mJ。这一结果主要受电流拖尾降低的影响,即更快速地达到10%的值。 随着杂散电感的增大,IGBT的开通损耗会降低,二极管损耗则会增大(如图4所示)。图4显示了在小电感和大电感条件下二极管恢复特性的对比。 显而易见,IGBT降低的di/dt几乎对二极管换流开始阶段的损耗没有任何影响,因为二极管电压依然维持在零左右。在反向恢复峰值电流之后,更大杂散电感引起的二极管电压升高决定并导致了额外的损耗。小电感和大电感设置的二极管拖尾电流中可再次看到交叉点c。更高的过压使得c点之前的损耗从10.1mJ增至19.6mJ。与IGBT的情况一样,增加的动态过压会导致c点之后的拖尾电流降低,大电感设置的损耗平衡将优化4.4mJ。总之,第一开关阶段起主导作用,二极管损耗随着电感的增加从24.6mJ提高至29.7mJ,增幅为20%。 尽管在开通过程中,di/dt与寄生电感的结合可降低IGBT的电压,但在关断过程中,它将增大IGBT的电压过冲。将开通与关断过程进行左右对比,不难看出,在较大寄生电感时开通损耗的降度远高于关断损耗的增幅。 如果考虑到最新沟槽栅场截止IGBT的关断di/dt本质上受器件动态性能的制约,约为导通di/dt的一半,就可轻松理解这一趋势。 在图5中,对IGBT开通损耗、关断损耗以及二极管换流损耗与三款IGBT的寄生直流母线杂散电感进行了对比。 《电子设计技术》网站版权所有,谢绝转载 IGBT和二极管的软度和电流突变特性 前文已经表明寄生电感可能对总体损耗平衡有益。但是杂散电感还可能导致振荡,比如由电流突变引起的振荡,这可能导致由于EMI或过压限制而引起的器件使用受限。迄今为止所介绍的所有测量都是在对损耗至关重要的Tvj=150℃结温条件下进行的。电流突变在低温条件下更加关键,因为器件的载流子注入随着温度的降低而减少,并大幅降低用于平滑拖尾电流的电荷。因此,图6在25℃和600V直流母线电压的条件下,对三款芯片在额定电流下的IGBT关断情况进行了比较。直流母线电感被作为一个参数使用。 在给定的例子中,当杂散电感约为55nH时,T4会变硬,振荡开始发生。在相同条件下,直到直流母线电感达到约80nH,E4还依然保持了软度。对于针对大功率而优化的P4芯片而言,它在观察到的电感范围内(20nH…100nH)都保持软度。这种观察结果并不出人意外,因为该IGBT是被设计用于高达3600A额定电流的大功率模块。 尽管IGBT的电流突变趋势通常在低温和大电流下最为明显,但续流二极管软度通常在低温和小电流下最为关键。这取决于几个因素:因为二极管是一个载流子生命周期优化器件,等离子体密度在小电流下最低,因此拖尾电荷随着电流水平的降低而减弱。此外,迫使二极管换向的开关IGBT通常在低电流水平下开关速度更快。最后,二极管过压与开关电流没有关系,而是由二极管的反向恢复电流峰值的负斜率导致的,该斜率在小电流和低温下同样最陡。 由于快速开关瞬变(du/dt和反向恢复di/dt)的影响,直流母线振荡可以很容易地在低电流水平下触发,甚至是在没有二极管电流突变的情况下。图7介绍了续流二极管在不同杂散电感条件下的反向恢复特性。 此时,低杂散电感可产品较高的谐振频率,并且有助于抑制这种振荡。当然,如果大杂散电感使得二极管真的出现电流突变,情况会更糟。出于EMI的考虑,这将限制较高杂散电感的使用。 本文小结 当工作在相同条件下,IGBT针对提高软度需求的设计优化将会付出开关损耗提高的代价。 除开关损耗外,开通和关断速度、电流突变和振荡(EMI)的发生也越来越受到重视。寄生杂散电感对直流母线谐振频率和二极管电流突变起到了重要作用。至少从EMI角度考虑,二极管电流突变将会对通过增加杂散电感或提高IGBT开通速度来降低开通损耗有所限制。 因此,未来有望推出IGBT的不同型号优化产品。另一方面,考虑到直流母线电感是逆变器设计中的一个自由参数,这将有助于进一步优化损耗。 重要的是,为确保采用快速开关器件(如T4芯片),必须对直流母线设计进一步优化。在高能效设计中,对于电感而言,越低越好是一个简单的原则。 点击查看: 稳频稳压电源的稳定性分析与设计
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电力电子突显节能功效 新型器件崭露头角
houyinchuan 2013-3-31 19:28
  发展 电力电子 产业的首要意义在于节约电能,因此,高效率是我们对电力电子器件的基本要求。新型电力电子器件 IGBT (绝缘栅双极型功率管)已在工业控制、 消费电子 、 汽车电子 等多个领域充当了节能的“急先锋”,而在新能源领域,电力电子器件也是不可或缺的元素。   电力电子器件在其发展的初期(上世纪60年代-80年代)主要应用于工业和电力系统。而近20年来,随着4C产业(通信、计算机、消费电子、汽车)的蓬勃发展,电力电子器件的应用范围有了大幅度的扩展,其技术已成为航空、航天、火车、汽车、通信、计算机、消费电子、工业自动化及其他科学与工业部门至关重要的基础。   电力电子是节能关键技术   电力电子技术是实现高效节能、改造传统产业并促进机电一体化的关键技术。它是弱电控制与强电运行之间、信息技术与先进制造技术之间的桥梁,是我国国民经济的重要基础技术,是现代科学、工业和国防的重要支撑技术。电力电子器件是电力电子技术的基础和核心,电力电子技术的发展是围绕着各种新型电力电子器件的诞生和完善进行的。   当前,发展电力电子产业的首要意义在于节约电能。北京工业大学电子信息与控制工程学院亢宝位教 授在接受《中国电子报》记者采访时就曾表示:“为解决能源短缺的问题,除了‘开源’之外,‘节流’的潜力也是十分巨大的,而节流的首要措施就是电力电子器件的发展及其推广应用。例如,据统计,我国用于电机的电能占我国总发电量的60%以上。如果全国电机的驱动都采用电力电子器件进行变频调速,电机耗费的电能就可节能大约1/4到1/3,也就是说可节约全国总发电量的15%至20%。”   中国电工技术学会电力电子学会副理事长兼秘书长白继彬则告诉《中国电子报》记者,节能和高效是电力电子技术的主要特征,这主要是因为电力电子器件一般工作在较理想的开关状态。电力电子学与信息电子学在技术上主要的不同点就是功效问题,对信息处理用的低电平电路很少要求其效率超过15%,而电力电子技术中的功率电路的效率则必须在85%以上。由此可见,高效率是电力电子器件的根本要求。   IGBT在多个领域表现出色   要实现“十一五”规划中提出的“单位国内生产总值能源消耗比‘十五’期末降低20%左右”的目标,关键是要有效降低工业生产过程中那些大电流和高电压应用的功耗,如交流电机控制、逆变器、 继电器 、开关电源、变频器、工业传动装置、机车与列车用电源以及供暖系统传动装置等工业自动化应用的能耗。   所有这些交流控制应用都需要能够产生大电流和高电压的核心功率器件,作为新型电力电子器件的代表,IGBT(绝缘栅双极型晶体管)越来越受到业界的重视。IGBT是MOS结构的双极器件,它兼具功率MOSFET(金属氧化物场效应晶体管)的高速性能和双极晶体管的低电阻性能,具有电压型控制、输入阻抗大、驱动功率小、开关速度快、工作频率高、安全工作区大等优点,这使得IGBT器件成为大功率工业自动化应用的理想功率开关器件。IGBT的应用范围一般都在耐压600V以上、电流10A以上、频率1kHz以上的领域。   除了在工业控制领域的应用之外,随着人们节能意识的逐步增强,消费电子产品对于IGBT的需求量也迅速增长。     例如在感应加热的应用上,IGBT就因其具有耐高压和较高开关频率的特点而成为电磁炉中的关键组件;而变频空调、变频洗衣机等变频家电也主要使用集驱动电路、保护电路功能于一身的IGBT智能模块,它简化了电路设计;在照明应用方面,IGBT也是高压气体放电灯(HID)、灯具调光器以及高频镇流灯所需的器件。此外,在汽车电子领域,IGBT也已经代替达林顿管成为汽车点火器的首选器件;而意法半导体亚太区模拟、功率及微机电系统事业部总监宝罗尔在接受《中国电子报》记者采访时则表示,大电流IGBT也越来越多地应用到混合动力汽车的主转换器中。   开源也靠电力电子   在全球范围内解决能源短缺问题,“开源”和“节流”是两条最根本的途径。利用电力电子器件提高系统的效率,降低能耗,属于“节流”的范畴;而开发新能源,以替代煤、石油、天然气等不可再生的能源,则属于“开源”的范畴。事实上,在“开源”的领域,电力电子器件也起着重要作用。   太阳能发电一直是人类探索新型能源的重要领域。近20年来,我国光伏产业得到了快速发展,1990年-2007年,我国太阳能电池的产量增长了1641倍。2007年,我国太阳能电池产量为821MW(兆瓦),占世界总产量的22%,位居世界第二。要将太阳能发电机组产生的直流电并入电网,就必须用逆变器将直流电转化为交流电。而由于市场对可再生能源的需求上升,太阳能逆变器的市场也在不断增长。而这些逆变器需要极高的效率和可靠性,对于需要1200V功率开关的太阳能逆变器来说,IGBT是理想的选择。   在风力发电领域, 电力电子 器件在变流器中的应用也起到至关重要的作用。三菱电机机电(上海)公司总经理森敏在接受《中国电子报》记者采访时表示:“风力发电变流器是连接发电机和电网的桥梁,通过变流器可以使风力发电机组风轮转速跟随风速进行改变,从而最大限度地提高风能的利用效率,有效降低载荷,同时保证风轮及其所驱动的电机转速变化时,输出的电能频率始终与电网频率一致。”
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用于太阳能逆变器的 650V IGBT:效率不降低,阻断电压更高
fairchild_585426707 2012-9-12 15:18
作者:飞兆半导体 Sungmo Young, Bongjoo Choi 和 Dongsoo Kim       光伏 (PV) 逆变器的设计人员已发现,使用具有高阻断电压的 IGBT 可以在几个方面帮助提高性能和可靠性。 较高的阻断电压可提高转换器的输入级范围,从而更容易处理太阳能电池板的总线电压峰值。 增加阻断电压也可使光伏逆变器更耐低温,即使在较冷的气候条件下,系统也可安装在户外。 中间点钳位拓扑 三电平中间点钳位 (3L-NPC) 拓扑不仅是高功率光伏逆变器的新趋势,而且也是低功率和中等功率逆变器的新趋势。 设计人员可能经常面临直流母线电压不平衡的问题,而且此问题不能完全解决,并可能会导致电压尖峰。 在这种情况下,提高阻断电压(如 3L-NPC 拓扑结构)能够有效帮助提高逆变器的可靠性。 这种拓扑结构也可以提高输出电压的频谱性能,在设计时可以使用更小、更便宜的过滤器。 在此类系统中,IGBT 的限制通常是 600V,因为对于 600V 以上的设备,用于弥补低 V CE (SAT) 的技术 会导致开关速度更慢,且开关损耗更大。 效率不降低,阻断电压更高 Fairchild 最近推出了 650V IGBT,使设计者能够不牺牲效率即可利用更高阻断电压的优势。 在对具有相同配置的 FGH60N60SMD 600V IGBT 和新型 FGA60N65SMD ​​ 650V IGBT 进行横向比较时,两个设备显示出几乎相同的 V CE (SAT) 特性。 正如图 1 所示,在室温和高温下且额定电流分别为最多 60A 和低于 30A 时,650V IGBT 具有略低的 V CE(SAT) 。       图 1. 直流特性: 饱和电压 图 2 显示了在 V DD = 400V、V GE = 15V 和 R G = 3 Ω 条件下,开通和关断开关损耗的总和。 而且,600V 和 650V IGBT 产生的结果非常相似: 在高温和电流为额定电流一半的条件下,总开关损耗是相同的,而在室温和额定电流下,650V IGBT 的损耗要高 5%。 总体而言,在典型的工作温度和电流水平条件下,电路评估产生的结果非常接近。 图 2. 对照集电极电流的开关损耗   为了评估系统级性能,我们进行了基于 IGBT 特征数据的损耗分析,如图 1 和图 2 所示。 我们使用了全桥逆变器拓扑,目标是建立一种混合开关控制机制。 图 3 给出了每个 IGBT 的原理图和电流波形。           图 3. 对照集电极电流的开关损耗 高位的 IGBT 在高频率时开启和关闭,而低位的 IGBT 切换线路频率,为另一半电网周期提供单向传动路径。 图 4 显示了当高位 IGBT 开关频率是 17kHz、输出功率为 3kW 时,每个 IGBT 的预计功率损耗。 我们假设输入电压为 400VDC,输出电压为 220VAC,为了使计算简单,快速得到模拟结果,假设 IGBT 外壳温度为 70°C。 图 4. 预计功率损耗 降低的功率损耗 当工作频率为线频时,650V IGBT 的功率损耗似乎略小。 这是因为,即使将因共同封装二极管反向恢复电流产生的峰值电流考虑在内,IGBT 的集电极电流大约是 19A(或不到额定电流的一半)。 图 4 与图 1 和图 2 的结果是一致的。 图 5 显示了将 600V 和 650V IGBT 应用至一个额定 3kW、单相、并网光伏逆变器时的结果。 输入和输出的规格大致与采用混合频率控制全桥拓扑结构,且高位开关频率为 17kHz 的第一个例子相同。 图 5. 效率测试结果   新型 650V IGBT CEC 加权效率为 96.70%,而 600V IGBT 的加权效率为 96.62%。 系数加权在75%的最大功率 时最高,在这种情况下即功率为 2250W。 结论 设计者可以将自己的光伏逆变器从 600V IGBT 升级到 650V IGBT,以在不牺牲性能的情况下获得更高的阻断电压容量。 650V IGBT 的低饱和电压和快速开关速度相结合,使系统能够保持高效率。 增加阻断电压提高了可靠性,特别是在寒冷的环境中,IGBT 的快速软恢复功能降低了功耗,并实现了较低的开启和关闭损耗。
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