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运放设计经验谈:运放十坑
热度 26 特长扯淡,爱好吹牛 2017-8-15 11:17
这篇文章应该是我写得最久的文章了,前前后后大约写了1个多月。 文章是给一个微信公众号的约稿,现在再发出来供论坛的兄弟姐妹们看。 1.运放十坑之轨到轨 运放输出电压到不了电源轨的这种明坑踩了后,我选择了轨到轨的运放,哈哈,这样运放终于可以输出到电源轨了。高兴的背后是一个隐蔽大坑等着我: 看看我常用的某公司对轨到轨运放产品的介绍:“高速(50MHz)轨到轨运算放大器支持以更低的电源电压、更接近供电轨的摆幅和更宽的动态范围工作。”看到没有: “以更低的电源电压、更接近供电轨的摆幅和更宽的动态范围工作。” “更接近供电轨的摆幅” “更接近” “接近” 。。。 看一个轨到轨运放的手册: 输出电压的确是到不了电源的5V,why? 运放的输出级可以简化为下面这种的结构形式: 由于MOS管有导通电阻,当流过电流时,导致了电压降,因此,当负载越大时,导通压降越大,输出电压越不能达到轨。 所以说,轨到轨运放不是完全的可以使输出到达电源值,要使用的时候,还需要看负载和温度(影响导通电阻阻值)的关系来决定输出能达到多大电压。 2. 运放十坑之不可忽略的输入偏置电流 设计了一个分压电路,理论上输入1V,输出2V,可是一测,总是多了近6,7百个mV。这要是进12位3V量程ADC,可是要吃掉600多个码。点解? 原来 运放正向输入端和反向输入端由于TVS漏电流和管子输入偏置电流,导致了两个输入端存在输入偏置电流 (而且由于没有任何一个器件和另外一个器件一模一样,这两者输入偏置电流还不尽相同); 这两个偏置电流会与外部电阻一起形成偏置电压后,输出到后端,形成误差 。如果你不巧选择了一个基于BJT设计的运放,它具有较大的输入偏置电流,就会造成很大的后级误差。如下图这种运放,真是“岂止于大,简直是莽”。 下面假设,两个输入端的输入偏置电流相同。 对于,正向输入端来说,Ib+带来偏置电压几乎等于0,而对于反向输入端来说,Ib-带来的偏置电压等于350mV(计算时,假设Vout接地,相当于R1//R2)。因此,需要的是在正向输入端增加一个电阻,来补偿反向输入端带来的误差。 正如前文所述 ,正反相输入偏置电流不尽相同,补偿只能减小失调电压,而正反相输入偏置电流差也称为失调电流 。在进行高精度或小信号采样时,可以选用低失调电流运放,因为 加入补偿电阻,也代入了一个新的噪声源,要慎重加入。 偏置电流是运放的主要误差之一,在之后的坑中,还会介绍一些影响后级的误差源。 3.运放十坑之快速下降的PSRR 当我是个菜鸟工程师的时候,做运放设计从来不考虑PSRR,当听说过PSRR之后,每次选运放都会在成本控制基础上选择一个有较高PSRR的运放。 比如这款运放PSRR达到了160dB: 根据计算公式: 即使电源电压在4.5V-5.5V区间内发生变化,电源对运放输出的影响只有10nV。 很可惜, 这个指标是指电源电压的直流变化,而不包括电源电压交流的变化(如纹波),在交流情况下,这个指标会发生非常大的恶化。 Spec.里面提到的只是直流变化,交流变化在后面图示里面,一般情况下,非资深工程师对待图示都是滑滑地翻过去。 如果运放电路使用了开关电源,又没有把去耦、滤波做得很好的话,后级输入精度会受到极大的影响。来看,同一款运放的交流PSRR。 对于500kHz开关频率的纹波,PSRR+恶化到只有50dB,假设纹波大小为100mV,那么对于后级的影响恶化会达到0.3mV。对于很多小信号采集的应用来说,这个误差是不可接受的。因此, 有些应用场景甚至会在运放电源入口做一个低通滤波(请注意电阻功耗和电阻热噪声 )。 4.运放十坑之乱加的补偿电容 以前有个“老工程师”对我说,反馈电路加个电容,电路就不会震荡。一看到“震荡”这么高大上的词语,我当场就懵逼了,以后所有的电路都并一个小电容,这样才professional。 直到一天,我要放大一个100kHz(运气很好,频率还没有太高,不然电压反馈运放都没法玩)的信号,也是按照经验并上一个电容,然后。。。信号再也没有正常。。。因为,并上了这个电容反馈阻抗对于100kHz的信号变成了只有不到200Ω,导致放大系数变化。 然,这还不是关键,问题在于:真的需要一个补偿电容吗? 首先,运放内部存在一个极点(把它想成就是RC低通造成的),它会造成相位的改变,最大到-90°: 如果再增加一个极点呢,它又会再次对相位进行改变,最大还可以增加到90°: 这样相位就到了-180°,这有什么问题呢?那就是“震荡”。看一下电压负反馈运放的增益: 当某些频率点上的环路增益Aβ等于1,而相位为-180°的时候,这时,Vout/Vin会变成无穷大,电路就不稳定了。因此,当外部增加一个零点时,运放就会在某些频率点进入震荡 ,比如引脚上的分布电容,如下图: 这时,我们 并上一个电容,相当于人为引入一个零点,把拉下去的相位,拉上来 ,但是,这个分布电容一般很小,使得它环路增益Aβ等于1的位置非常远,在这么远的频点上,运放早就不能正常工作了。而看手册这个运放自身在100k的时候,相位余量相当的高,超过了90°,完全不需要增加额外的补偿电容。 因此,对于具体情况,要具体分析,不能被“老工程师”带着跑了。 5.运放十坑之被冤枉的共模输入范围 以前遇到过一个问题,前级运放放大后,再由运放跟随进ADC,进ADC的信号是0.3V-1.5V。感觉是个很简单的电路,但是后面实测这颗工作电压为单电源5V的运放,有部分板卡在输出1.5V左右的时候,它的输出值并没有完全跟随到输入值,而低于比1.5V的信号,跟随都没问题,但是一旦接近就不对。 当然,这个问题就上了硬件组的会议,最后讨论的结果是:“这个运放有问题,我们要找厂商嚎盘,但是我们是xx企业,别个又不得理我们,这样吧,我们换一个其它公司的运放”。不幸的是,我们冤枉了一颗运放,并且没有找到问题原因,幸运的是,在没有完全弄清原理的前提下,我们碰巧选到了一颗可以正常工作的运放。 来看下这款运放的一个指标,运放共模输入范围: 运放共模输入范围是运放输入电压的一个区间,它表征的是运放能够线性工作的区间,即输入电压共模值在这个区间内,当输入电压发生变化时,输出电压能够线性的发生变化。 对于跟随电路,由于存在负反馈,基本上可认为正相输入端电压和负相输入端电压是同一个值,而这颗运放在5V供电时,它的共模输入范围是-0.1V至1.5V。因此,当输入电压在1.5V左右的时候,运放就存在不能正常线性跟随的情况。 为什么不能跟随呢?来看一个三极管放大电路,它也是运放的组成部分之一,来进行举例说明。 当输入的Vb发生变化时,Ie就会随着Vb发生相应的变化,从而引起Vc的变化,这就是跟随。若Vb继续增大到,使得Vc=Vcc-Ie x Rc计算值为负数的时候,而实际上Ie x Rc并不能超过Vcc,这时放大电路达到饱和甚至电流反相,导致输出电压固定或削峰或反向等。 6.运放十坑之不可忽略的压摆率 做1pps驱动电路,要求上升沿≤5ns,FPGA输出的信号用运放跟随增强驱动后,发现上升沿达不到要求。为什么呢?因为没有考虑到一个重要的指标,压摆率。压摆率是指:输入为阶跃信号时,闭环放大器的输出电压时间变化率的平均值。即 输入一个理想的阶跃信号,输出会是一个带斜率信号,这个信号的爬升速率就是压摆率。 看一下这个运放的压摆率: 根本达不到要求啊,5ns只能爬升20mV,所以,上升沿根本达不到设计需求。怎么办呢?后期飞线增加了一个脉冲增强电路。 脉冲增强电路C4和R4,相当于一个微分电路C4和RL(当C x RL远小于压摆率时间)加一个直流电阻R4,使得负载RL上的信号边沿变得更加陡峭。分析一下: a.电容C4与RL形成分压电路,根据下图的计算公式,C4上电压的变化率等于RL上的电压值。 b.那么假设电容电压变化率在0-τ范围内是几乎不变化的,那么负载RL上面的电压也是几乎不变的,一旦电容开始充电(电压发生变化),负载RL的电压就上升到顶点。记为波形1,如下图。 c.然后在电容充电结束后开始下落,为了解决没有变化率就没有电压的问题,增加一个直流电阻R4维持波形,它是一个直通波形,也就是原始波形,记为波形2。 d.两个波形合在一起后,由于波形1,波形2的上升沿得到极大增强,从而使得合成波形上升沿得以改善。 7.运放十坑之被遗忘的反馈电阻 为了扩大外部驱动能力,一般会在最后一级增加一个跟随电路,选择电流反馈运放-CFA增加运放的输出带宽。好简单哦,可惜你就是调不出来。还是先看图吧。好简单哦,可惜你就是调不出来。还是先看图吧。 什么电源轨、共模输入范围、增益积带宽、带载能力、压摆率。。。我全都考虑了啊,还是不对呢? 因为, CFA和VFA(电压反馈运放)不一样 ,读书时学的运放,基本上老师都是拿VFA进行举例和讲解。下图是CFA运放的模型: 它与VFA区别是, 输入端不再是两个都虚断,反相输入电阻Z B 是个非常小的值,但又绝对不能认为是零;它的开环增益Gout不再是非常大,而是约等于1;它的跨阻Z可以认为是无穷大。 因此,CFA的跟随电路的电路模型如下: 解出Aβ等于: 它的闭环增益是: 当没有反馈电阻ZF的时候,A约等于1,ZF趋近于0,Aβ趋近于无穷,增益趋近于0,和想要的跟随电路完全不一样,也就是网上常说的“CFA不加反馈电阻就没信号”。(没找到这句话,忘记是在哪里看到的了,只能看下CFA手册上对反馈电阻的介绍) 因此,要增加一个反馈电阻,电路就会正常工作了。 PS:上面推导计算有技巧,只能从Aβ进行计算推导,因为CFA的计算前提是 反相输入电阻Z B 是个非常小的值;它的跨阻Z可以认为是无穷大,所以,要在求极限是找到一个单一变量,如果按照最终表达进行求极限,一个函数,三个变量(Z F 趋近于0,Z B 趋近于0,Z趋近于无穷),没法玩,如下图。 8.运放十坑之失效的AD620 在我读大学的年代,仪用放大器绝对是一个高X格的词语,在那个还常见三运放搭差分运放的年代,仪放是超高共模抑制比、高温度稳定性的代名词,正相反相两个电压差一减,就得到了结果,这绝对是一个采集EEG信号的好东西啊。 由于EEG信号幅度很小,加上前级放大,也不过1V左右,因此,屡试不爽也没什么问题。后来要做一个工业现场信号检测,就不正常了。还是先看图吧: 采集4-20mA电流,得到1V-5V电压差,放大2倍后进入后级ADC。为了防止电阻功耗过高,R128,R129,R130三个电阻采用了并联取值的方式,最终取到了250Ω这个值。 分析一下,正相输入端2V-10V,符合器件输入范围(VCC-1.4V),反相输入端1V-5V,我加了负电,那更是符合了;然后看放大倍数2倍,Vmax=10V,也符合器件输出范围(VCC-1.4V);电源、放大倍数、去耦等等都没有问题。 这是一个显得没有任何错误的原理图,但是实际上,它会在高输入电压值时发生错误。 看下仪放的内部原理,就明白了(这里选一个手上有的资料,非AD620的内部原理,其实仪放原理都差不多) 正相输入电压和反相输入电压体现在仪放内部的R2处,而真正进行输出的电压,是由V1out和V2out体现的,换一句话说,最终增加的电压值平分为两份,一份由V1out提供,它会比V1高,另外一份由V2out提供,它会比V2低。 再看原理图,在20mA的时候,Vin+达到了10V,Vin-是5V,放大2倍,在仪放内部需要将Vin+放大到12.5V。这已经超过了仪放供电电压,因此,是绝对不可能正常工作的。 9.运放十坑之ADC的采样时间被运放拖累 ADC采集信号,信号稳定的时候,很准确;信号变化的时候,数据不稳定。当然了,ADC有采样时间,软件工程师也知道,他采了10次,只取后5次,但是数据还是有不稳定的状态。让硬件来看电路,硬件工程师说,电路当然没有问题了,全是从别人那里扣来的,怎么在我这就有问题了? 先看ADC的指标Tcycmin=500ns和Tacqmin=80ns,这是颗SAR型ADC,速度能上Mbps,还算挺快的。所以,它连续采样10次,所用时间也才10μs左右。 而运放从信号输入到输出,并不是一个无延时的过程,而是一个有延时还带震荡的过程,同时,这个过程的时间还会因为后级线路的PCB设计而增大。 如下图: 看一下运放的指标,当4V时,达到0.01%,时间为5.1μs,此时带来的波动误差是0.4mV,而在4V范围内,一个16位ADC的1LSB为0.06mV。误差可以吃掉6,7个码字,如果再加上分布电容和走线电阻,这个时间会进一步增加,使得后级稳定时间增长,从而导致误差变得更加的大。 后来,软件工程师调低了采样率,增加了采集时间,问题得以解决。 10.运放十坑之被遗忘的功耗 做过一款板卡,功耗要求很严格,因此,设计完成后,就画了电源树,计算了每个器件的功耗,没有超,然后投版,调试,一上电,功耗超标。 后面一检查,发现是运放功耗计算的时候出现了问题,下图这样的运放电路用了5个。 由于是直流驱动,在计算的时候,只考虑了运放本身的静态功耗,PD=15V x 4.2mA =63mW,按照最大静态功耗来考虑,功耗余量还绰绰有余。 实际上,忽略了一个重要的功率消耗点:运放供电电压15V到输出电压(1V-4.5V)之间的电压差,全部在运放里面消耗了,按照最大压差计算,一个电路就消耗140mW。 这种耗散功率,以前从来没有考虑过,所以,全部都选择性的忽略了,当遇到功耗要求紧张的需求时,问题就暴露出来了。 后面改版的时候,选择了低电压给运放供电,减少了耗散功耗,满足了指标要求。
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INA:失调电压与增益的关系
热度 2 lzou_748791534 2015-12-21 16:08
      作者:Pete Semig   您是否对传统三运放仪表放大器的失调电压会随着增益而变化的原因感到过疑惑呢?图1引自INA333的数据表,它给出了失调电压依存于器件增益的一个实例。现在,我们简单地看一下方程是如何确定的。     图 1 : INA333 的失调电压规格     传统的三运放仪表放大器具有两级。输入级包括了两个用于缓冲(或放大)差分输入信号的同相放大器。输出级则由一个负责把差分信号转换为单端输出的差动放大器组成。另外,它还提供了给输出增加一个基准电压的能力。图2示出了一种传统的三运放拓扑。 图 2 :传统的三运放仪表放大器   假定G DA 和G IS 分别是与差动放大器和输入级相关的增益,(1)式为图2所示电路的一般转移函数(假设R 2 =R 4 和R 1 =R 3 )。       仪表放大器中的每个运放具有一个输入失调电压。与A1和A2相关联的失调电压被放大(放大倍数取决于R F 与R G 之比)。把输入失调电压模拟为与A1和A2的每个同相端相串联的电压源可得出如图3所示的输出方程。   图 3 : A1 和 A2 的输出(采用失调电压模型)   研究图3中V OA2 方程的一种直观的方法是:与同相输入相串联的电源被放大的倍数为A2的同相增益。与A1的同相输入相串联的电源实质上连接至A1的反相端,它们在被A2的反相增益提升之后最终添加至 A2的输出。对A1进行相同的分析可获得用于V OA1 的方程。   (2) 式给出了用于V IN-DA 的方程,V IN-DA 为差动放大器的输入电压(图 4)。请注意,按照(1)式的定义,输入级失调电压被放大的倍数为输入级的增益G IS 。       图4示出了采用失调电压模型的输出级差动放大器。该差动放大器的增益被设定为 1 V/V,这与大多数仪表放大器是一致的。我们发现失调电压V OS3 出现在了输出方程中。它被放大了2倍,是A3的同相增益。     图 4 :采用失调电压模型的差动放大器   由于该差动放大器的增益是固定的,故而A3产生的失调不能随增益而改变。因此,我们可以如(3)式所示来表示出现在仪表放大器输出端(参考于输出,即“RTO”)上的失调电压,式中的G IS 是输入级的增益,V OS_IS 是输入级的净失调电压,而V OS_DA 为差动放大器级的失调电压。       虽然(3)式看起来与图1中所示的失调相同,但其实并不是。仔细看一下图1我们发现,给出的参数是“失调电压,RTI”,这意味着失调电压是参考于输入的。必须把(3)式除以该增益以使失调电压参考于输入,如(4)所示。(4)式对应于图 1。     图5是INA333的输入级和总体仪表放大器失调的曲线图(参考于输入)。请注意,当增益为1 V/V时,仪表放大器的失调简化为V OS_IS + V OS_DA (25μV+75μV=100μV)。当增益增大时,失调电压接近V OS_IS (25μV)。然而,当参考于输出时,则失调电压将如预期和图5中的V OS_RTO 所示的那样随着增益而增加。       总之,请记住失调电压规格是参考于输入的,而且必须乘以增益以确定其在输出端上所产生的影响,如(5)式中所示。
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【博客大赛】2阶运放电路大派送
热度 2 sunyzz 2015-5-16 21:34
一:控制高阻漏端静态电压( CMBF ) 1. 感应输出端共模电平 2. 利用该电平调节尾电流或负载电流 3. 改变输出共模点 CMFB: CM-DP FD-OP with CMFB FD OP with CBFB 二: 2-Stage OP: NDP+CS+Output_Buffer   内部结点共模电平 由后级电路决定 (V GS 箝位 ) 前后级电平匹配 PDP+CS+Output_Buffer   2-Stage Amp with inner Buffer Push-Pull/Class A   减小 MOS Diode 负载电流 , 摆幅下降 , 速度提高 增益和 OTA 跨导不变 交叉耦合正反馈负载提供 : 小信号 : 负阻 , 提高增益 ;   大信号 : 加速状态锁存 功耗、线性、驱动要求 : 动态增加尾电流  
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(多图)高精度运放能在低功率实现快速多路复用
shenzhenghao1984_379129130 2015-4-8 10:03
引言 如果要设计一种负责测量多个模拟电压(但不是所有同时测量)的系统,可以通过把测量结果多路复用为单个输出信号来简化下游电路,随后采用共享组件对原始电压电平进行串行处理和数字化。这么做的好处是信号链路组件的数目和尺寸将比采用“按每个通道进行设计”时所需的小得多。正确地实现一种多路复用解决方案需要注意几个细节,特别是假如您希望在通道之间实现快速切换、进行准确的测量和保持低功耗。 快速响应 多路复用增加了组合信号的频率含量,这是因为当每次多工器切换通道,多路转换信号都将改变数值。即使输入信号并没有快速地变化,多路转换信号也会快速改变,因此位于多工器之后的任何电路都必须对这些转换做出快速响应。例如,倘若输出信号在读取下一个通道之前未完全稳定至目标准确度,则某个给定通道的测量值会取决于前一个通道的数值,这相当于通道至通道串扰。 由于多工器的导通电阻不是零,因此常常需要采用一个运放来缓冲输出。图1示出了一款多路转换的电路,其在MUX之前给每个通道布设一个运放,而在MUX之后则安置一个共享运放。这里我们考虑的是下游共享运放的性能。 图1:多路转换的系统。位于输入端的LT6011缓冲器具有高输入阻抗。位于MUX之后的LT6020能在MUX改变通道时快速转换。LT6020特殊的输入电路可避免在MUX输入端上出现电压毛刺 具有低功耗的运放之速度往往很慢。特别地,运放的摆率通常与运放的电源电流紧密相关。这是因为可用于给内部电容器充电的电流占运放总电源电流的一个固定比例。 另一方面,LT6020运放的摆率要比您依据其低电源电流所预计的高得多。该器件实现这一非凡功能的方法是根据输入阶跃的大小来调节摆率,因此大输入阶跃和小输入阶跃的处理速度一样快。 图2a和2b比较了LT6020和一款具有相似功耗的传统运放对于瞬态阶跃响应的影响。对于传统的运放,大信号响应比小信号响应慢得多。然而LT6020对一个10V阶跃和一个±200mV阶跃的响应一样干净。由于具有这种快速转换和迅速稳定至一个新数值的能力,加上仍然仅吸收100μA的电源电流,因而使得LT6020成为布设在多工器之后的缓冲器之上佳选择。 图2a:对于小的输出信号,LT6020的运作情况与具有相同功率级别的其他运放相似。响应受增益带宽的支配。 图2b:对于大的输出信号,与功率级别相似的其他运放相比,LT6020维持了信号保真度。响应受摆率的支配。 图3a:一旦控制信号(上方扫迹)改变MUX通道,LT6020输出(下方扫迹)将从前一个通道上的电压转换至下一个通道。中间的扫迹显示的是至多工器的输入,其几乎没有电压毛刺。 图3b:与图3a相同的配置,但是在多工器之后布设了一个传统运放(LT6011)。至多工器之输入上的信号(中间扫迹)表明:由于有电流流过多工器并进入运放的保护二极管,因此出现了明显的毛刺。 避免毛刺 即使安放在多工器之后的运放足够快,但还有另一个重要细节常常被忽视。大多数高精度运放都具有跨接在输入级两端的内部保护二极管,旨在避免给输入级上敏感的双极晶体管施加反向偏置。当多工器从一个通道切换至下一个通道时,一个终端上的输入电压快速改变,而输出(因此包括反馈节点)则尚未改变。这将导致一个大的电流尖峰流过内部保护二极管。这个电流来自哪里呢?其一定来自于连接至多工器之输入的电路。如果该电路为高阻抗,或者速度缓慢,那么此电流尖峰将引起一个电压毛刺。系统的输出随后将试图跟随该输入电压毛刺,所以直到此电压毛刺自行化解之后输出才能准确地稳定。 LT6020运放提供了一款针对该问题的独特解决方案。其输入器件不仅非常准确,而且具备足够的坚固性以容许超过5V的反向偏置。于是,负责保护输入的是一对背对背齐纳二极管,而不是内部保护二极管。因此,对于5V或以下的输入阶跃,不会出现电流尖峰。如图3a和3b所示,LT6020运放在传感器的输出上几乎未引起电压毛刺,而传统的高精度运放(以LT6011为例)则会引起一个大的电压毛刺。 结论 把高精度信号正确地多路复用为一个输出信号需要谨慎地关注细节。LT6020利用一组独特的特性简化了多路复用解决方案的设计。例如,其摆率与处于这种低电源电流水平的其他运放相比要快得多,从而使之能够对通道变化做出快速响应。另外,其独特的输入保护方案还可避免出现电流尖峰,而当采用传统的高精度运放时,这种电流尖峰将在通道切换期间引起上游干扰。
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你的运放会振荡吗?
热度 1 shenzhenghao1984_379129130 2015-2-27 12:29
模拟设计师在设计放大器时花了很多功夫才使放大器能稳定工作,但在实际应用中又有许多情况会使这些放大器发生振荡。有许多种负载会使它们啸叫。没有正确设计的反馈网络可能导致它们不稳定。电源旁路电容不足也可能让它们不安分。最后,输入和输出自己可能振荡成单端口系统。本文将讨论引起振荡的一些常见原因以及相应的对策。 一些基本原理 图1a显示了一个非轨到轨放大器的框图。输入端控制g m 模块,g m 模块再驱动增益节点,最后经缓冲输出。补偿电容C c 是主要的频率响应元件。如果有接地引脚的话,C c 回路应该接到地。然而一般运放没有地,电容电流只能返回到一个或两个电源端。 图1a:典型的非轨到轨运放拓扑。 图1b是支持轨到轨输出的最简单放大器的框图。输入g m 模块的输出电流经“电流耦合器”分成两路驱动电流到两个输出晶体管。频率响应主要取决于两个处于并联状态的C c /2电容。以上两种拓扑描述了绝大多数使用外部反馈的运放。 图1b:典型的轨到轨运放拓扑。 图1c显示了理想放大器的频率响应,虽然它们在电气结构上有所区别,但具有相似的行为。由g m 和C c 形成的单极点补偿电路提供的单位增益带宽乘积频率GBF=g m /(2p C c )。这些放大器的相位延迟从-180°降至GBF/A vol 附近的-270°,其中A vol 是开环放大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说,相位维持在-270°。这就是有名的“主极点补偿”,其中C c 极点主导响应,并隐藏了有源电路的各种频率限制。 图1c:运放的理想化频率响应。 图2显示了LTC6268放大器的开环增益和相位响应与频率的关系。这是一款很小巧的500MHz放大器,支持轨到轨输出,并且只有3fA的偏置电流,是展示真实放大器行为的一个极好例子。主补偿电路的-90°相位延迟从大约0.1MHz开始,在约8MHz时达到-270°,但在30MHz以上将越过-270°。在实际应用中,由于额外的增益级和输出级电路,所有放大器除了基本的主补偿延迟外,都还有高频相位延迟。典型的额外相位延迟从大约GBF/10开始。 图2:LTC6268的增益和相位与频率的关系。 简言之,带反馈的稳定性关键在于环路增益和相位;或A vol 乘以反馈因子,或环路增益。如果我们在单位增益配置中连接LTC6268,那么100%的输出电压将被反馈。在非常低频率时,输出是负输入的反相,或-180°相位延迟。补偿电路通过放大器再增加-90°延迟,使得负输入到输出具有-270°的延迟。当环路相位延迟增加到±360°或它的倍数并且环路增益至少是1V/V或0dB时将产生振荡。相位余量衡量的是当增益为1V/V或0dB时相位延迟离360°有多远。图2显示在130MHz时的相位余量约有70°(10pF红色曲线)。这是一个非常健康的数字;相位余量低至35°可能都是可用的。 另外一个较少讨论的主题是增益余量,虽然它与参数一样重要。当在某些高频点相位余量为零时,如果增益至少1V/V或0dB,那么放大器就会振荡。如图2所示,当相位减至0(或360°的倍数,或图中所示的-180°)时,1GHz附近的增益约为-24dB。这是一个非常小的增益。在这个频率点不会发生振荡。在实际使用中,一般至少需要4dB的增益余量。 非完全补偿放大器(Decompensated Amplifiers) 虽然LTEC6268在单位增益时非常稳定,但有些运放却有意做的不稳定。通过设计放大器补偿电路,使之只在更高闭环增益时才稳定,这样的设计权衡与单位增益补偿方法相比可以提供更高的压摆率、更宽的GBF和更低的输入噪声。图3显示了LT6230-10的开环增益和相位。该放大器主要用于反馈增益为10或更高的场合,因此反馈网络将至少衰减输出信号10倍。在使用这种反馈网络的条件下,我们寻找开环增益为10V/V或20dB时的频率,发现在50MHz时的相位余量为58°(±5V电源)。在单位增益时,相位余量只有0°左右,而且放大器会振荡。 图3:LT6230-10增益和相位与频率的关系。 观察发现,当闭环增益比最小稳定增益更高时,所有的放大器都将更加稳定。即使1.5的增益也会使单位增益稳定的放大器变得更加稳定得多。 【分页导航】 第1页: 一些基本原理 第2页: 反馈网络 第3页: 负载问题 第4页: 电源旁路电容 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 反馈网络 就这个话题而言,反馈网络本身也可能引起振荡。注意图4中我们放了一个寄生电容与反馈分压电阻并联在一起。这是不可避免的。电路板上每个元件的每个端子都有约0.5pF的电容到地,而且还有走线的电容。在实际应用中,节点至少有2pF的电容,每英寸走线的电容大约也是2pF。因此很容易积累起5pF的寄生电容。考虑LTC6268提供+2的增益。为了节省功耗,我们将R f 和R g 值设为相当高的10kW。当C par = 4pF时,这个反馈网络在1/(2p*R f ||R g *C par )或8MHz处有一个极点。 图4:加载反馈网络的寄生电容。 利用反馈网络相位延迟为–atan(f/8MHz)这个事实,我们可以估计环路360°延迟将发生在约35MHz时,此时放大器的延迟为-261°,反馈网络延迟为-79°。在这个相位和频率点,放大器仍有22dB的增益,而分压电阻增益是 = 0.1114 or -19dB。放大器的22dB增益乘上反馈网络-19dB增益可以得出在0°相位处的环路增益为+3dB,电路会发生振荡。因此必须减小与寄生电容一起发生作用的反馈电阻值,使反馈极点远离环路的单位增益频率。极点与GBF比值最好6倍以上。 运放输入本身可能呈很大的容性,模拟C par 。特别是低噪声和低Vos放大器具有大的输入晶体管,其输入电容比其它放大器都要大,会加载它们的反馈网络。你需要查阅数据手册,看看与C par 并联的电容还有多大。幸运的是,LT6268只有0.45pF,对这种低噪声放大器来说这是一个很小的值。带寄生参数的电路可以用运行在免费的LTspice 上面的凌力尔特宏模型进行仿真。 图5显示了使分压电阻更能容忍电容的方法。图5a显示了加入R in 后的同相放大器电路。假设Vin是一个低阻源(in ),R in 将有效地衰减反馈信号而不改变闭环增益。R in 还将降低分压器阻抗,提高反馈极点频率,并有望超过GBF。环路带宽将被R in 减小,输入偏移和噪声则被R in 放大。 图5a:减小C par 效应的方法;增加了R in 的同相放大器电路。 图5b显示了反相配置。R g 同样执行环路衰减同时又不改变闭环增益。在这种情况下,输入阻抗不会因“R g ”而改变,但噪声、偏移和带宽会变糟。 图5b:减小Cpar效应的方法;反相配置。 图5c显示了补偿同相放大器中C par 的优选方法。如果我们设置C f * R f = C par * R g ,我们就有一个“经过补偿的衰减器”,反馈分压器也就在所有频率点都有相同的衰减,从而解决了C par 问题。产品的失配将在放大器的通带中造成“突起”,在响应中造成“骨架”,也即低频响应是平坦的,但改变到了围绕f = 1/2p* C par * R g 的另一个平台。图5d显示了用于反相放大器的C par 等效补偿电路。需要分析频率响应,找出正确的C f ,而放大器带宽就是分析的一个部分。 图5c:减小C par 效应的方法;补偿同相放大器中C par 的优选方法。 图5d:减小C par 效应的方法;针对反相放大器的等效C par 补偿电路。 这里顺序列出了对电流反馈放大器(CFA)的一些评论。如果图5a中的放大器是CFA,那么“R in ”对修改频率响应没有多大作用,因为负输入具有很小的阻抗,是正输入的完全拷贝。噪声则有些变差,而且会发生额外的负输入偏置电流V os / R in 。同样,图5b所示电路的频率响应不会被“R g ”改变。反相输入不只是一个虚拟地,它到地有一个真正很低的阻抗,并且已经容忍C par (仅反相模式!)。直流误差类似于图5a所示误差。图5c和5d是电压输入运放的首选,只是CFA不能容忍直接反馈电容而不发生振荡。 【分页导航】 第1页: 一些基本原理 第2页: 反馈网络 第3页: 负载问题 第4页: 电源旁路电容 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 负载问题 就像反馈电容可能侵蚀相位余量一样,它也会加载电容。图6显示了在一些增益设置条件下LTC6268输出阻抗与频率的关系。注意,单位增益输出阻抗要低于更高增益的阻抗。完整反馈允许开环增益减小放大器的固有输出阻抗。这样,图6中增益为10的输出阻抗一般要高出单位增益结果10倍。反馈衰减器会降低环路增益使之到1/10值,否则会减小闭环输出阻抗。开环输出阻抗约30W,从增益100曲线高频区的平坦部分很容易看出来。在从大约增益带频率/100到增益带宽频率的这段区域中,基本上没有足够的环路增益可减小开环输出阻抗。 图6:LTC6268在三种增益条件下输出阻抗与频率的关系。 电容负载将和开环输出阻抗一起导致相位和幅度延迟。举例来说,50pF负载和LTC6268 30Ω输出阻抗一起将在106MHz点生成另一个极点,此时输出具有-45°的相位延迟和-3dB的衰减。在这个频率点,放大器具有-295°的相位和10dB的增益。假设是单位增益反馈,那就不完全能发生振荡,因为相位没有使延迟达到±360°(在106MHz处)。然而在150MHz点,放大器有305°的延迟和5dB的增益。输出极点的相位是–atan(150MHz/106MHz) = -55°,增益是 = 0.577 或-4.8dB。乘上环路增益,可以得到360°和+0.2dB增益,再次振荡。50pF似乎是迫使LTC6268振荡的最小负载电容。 防止负载电容造成振荡的最常见方法是在反馈连接之后串联一个小值电阻。10Ω到50Ω的阻值可以限制电容负载可能引起的相位延迟,并在很高速度时将放大器与低电容阻抗隔离开来。缺点包括取决于负载电阻特性的直流和低频误差,电容负载上受限的频率响应,以及如果负载电容随电压变化而变化时引起的信号失真。 由负载电容造成的振荡一般可以通过提高放大器闭环增益进行阻止。以更高的闭环增益运行放大器意味着反馈衰减器也会衰减环路相位为±360°的频率点的环路增益。举例来说,如果我们使用闭环增益为+10的LTC6268,我们可以看到放大器在40MHz时的增益为10V/V或20dB,这时的相位延迟为285°。为了激起振荡,我们需要一个输出极点,这会造成额外75°的延迟。我们可以通过使用-75° = -atan(40MHz/Fpole) → Fpole = 10.6MHz得到这个输出极点。这个极点频率来自500pF的负载电容和30pΩ的输出阻抗。 输出极点增益是 0.026。在未加载开环增益为10时,在振荡频率点的环路增益为0.26,因此这次没有发生振荡,至少没有发生由简单输出极点造成的振荡。这样,我们就通过提高闭环增益将可以忍受的负载电容从50pF增加到了500pF。 未端接的传输线也是很不好的负载,因为它们呈现疯狂地随频率重复的阻抗和相位变化(见图7中未端接9英寸电缆的阻抗)。如果放大器可以在一个低频谐振点安全地驱动电缆,那么随着自己相位余量的减少,它就很可能在某个更高的频率点振荡。如果电缆必须无端接,那么与输出串联的“后匹配”电阻可以隔离电缆的基本阻抗变化。另外,即使来自电缆未端接末端的瞬时反射返回放大器,后匹配电阻如果其值匹配电缆特征阻抗的话也能正确地吸收这个能量。如果后匹配电阻不匹配电缆阻抗,一些能量将从放大器和终端反射回未端接末端。当能量到达末端时,又会再次高效地返回放大器,因此就有了一连串来回反弹的脉冲,只是每反弹一次都会有所减弱。 图7:未端接同轴电缆的阻抗和相位。 图8显示了一个更加完整的输出阻抗模型。其中Rout项与LTC6268中讨论的一样是30Ω,并且我们还增加了L out 这一项。这是物理电感和电气等效电感组合成的一个项。物理封装、绑定线和外部电感可增加5至15nH,封装越小电感量也越小。另外,对任何放大器来说都有一个电气上产生的20-70nH范围的电感,特别是采用双极性器件。输出晶体管的寄生基极电阻被器件的有限Ft转换为了电感。 图8:放大器输出阻抗的电感部分。 危险在于L out 可能与CL发生相互作用并形成一个串联谐振调谐电路,该电路的阻抗可能跌至环路和潜在振荡之内没有更多相位延迟的话Rout将无法驱动的水平。例如,设L out = 60nH和CL = 50pF。谐振频率是 92MHz,完全在LTC6268的通带内。这种串联谐振电路会有效地加载谐振点的输出,极大地改变谐振点附近的环路相位。遗憾的是,L out 在放大器数据手册中一般不会提到,但有时可以在开环输出阻抗图中看到它的影响。一般来说,这种影响对于带宽在50MHz以下的放大器来说不是很重要。 图9显示了一种解决方案。R snub 和C snub 形成所谓的“阻尼器”,它的目标是降低谐振电路的Q值,以便放大器输出端不会形成很低的谐振阻抗。R snub 一般在谐振点的C L 电抗处取值,在本例中为-j35Ω,以便将输出谐振电路的Q值拉低至1左右。C snub 经调整要在输出谐振频率点完全插入R snub ,也就是C snub 的电抗成份snub =10* C L 很实用。C snub 可在中低频时特别是直流时卸载放大器。如果C snub 非常大,那么放大器在中频或低频时将因R snub 而加重负载,增益精度、闭环带宽和失真可能变差。不管怎样,只需少量调整,这个阻尼器对改进电抗负载而言就是非常有用的,但它必须凭经验进行调整。 图9:使用输出阻尼器。 电流反馈放大器的负输入实际上是一个缓冲器输出,也会有图8所示的串联特性。因此它自己就可能在C par 的作用下振荡,就像输出端一样。应设法减小C par 和任何相关的电感。遗憾的是,负输入端的阻尼器会修改闭环增益与频率的关系,因此不是很有用。 【分页导航】 第1页: 一些基本原理 第2页: 反馈网络 第3页: 负载问题 第4页: 电源旁路电容 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 奇怪的阻抗 许多放大器在高频时都呈现出输入阻抗怪事。两个输入晶体管串联的放大器更是如此,就像达林顿管那样。许多放大器的输入端都有一个npn/pnp晶体管对,其频率方面的行为与达林顿管非常相似。在远大于GBF的频率点,输入阻抗的实数部分会变负值。电抗性源阻抗将与输入电容和电路板电容一起谐振,而负的实数分量将加剧振荡。当从未端接电缆驱动时,这也可以允许在许多重复性的频率点振荡。如果输入端不可避免使用长电感线,可以用一连串吸能电阻分段,或在放大器输入脚安装一个中等阻抗的阻尼器(约300Ω)。 电源 需要考虑的最后一个振荡源是电源旁路电容。图10显示了一部分输出电路。Lvs+和Lvs-是封装、IC绑定线、旁路电容物理长度(跟任何导体一样也是电感性质)以及电路板走线电感串联起来的必不可少的电感。另外包含在内的还有将局部旁路电容与电源总线余下部分(如果不是电源层的话)连接在一起的外部电感。虽然3-10nH看起来不多,但在200MHz时也有3.8到j12Ω。如果输出晶体管传导的是大的高频输出电流,那么在电源电感上将产生压降。 图10:电源旁路电容细节。 放大器的其余部分需要安静无干扰的电源,因为一定频率之上它就不能抑制电源了。在图11中我们可以看到LTC6268在不同频率处的电源抑制比(PSRR)。因为补偿电容与所有没有接地引脚的运放中的电源有关,它们会将电源噪声耦合进放大器,g m 必须能够消除这个噪声。由于补偿的原因,PSRR可以减小1/f,过了130MHz后电源抑制实际上变成了增益。 图11:LTC6268电源抑制比与频率的关系。 由于在200MHz时PSRR表现为增益,输出电流会干扰LV电感内的电源电压,并通过PSRR放大变成强大的放大器信号,进而驱动输出电流,形成内部供电信号等,并致使放大器振荡。这是为何所有放大器电源必须仔细用低电感走线和元件旁路的原因。另外,电源旁路电容必须比任何负载电容大得多。 如果我们考虑500MHz左右的频率,那么3-10nH将变成j9.4Ω至j31.4Ω。这么高的值足够让输出晶体管独自在其电感和IC元件电容内振荡,特别是在晶体管g m 和带宽增加形成更大输出电流时。由于今天的半导体制造工艺采用的晶体管带宽非常高,所以需要特别注意,至少在大输出电流时。 本文小结 总之,设计师需要考虑与每个运放端子以及负载自然特性相关的寄生电容和电感。通常所设计的放大器在标称环境中是非常稳定的,但每种应用需要自己去分析。 【分页导航】 第1页: 一些基本原理 第2页: 反馈网络 第3页: 负载问题 第4页: 电源旁路电容 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载
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集成运算放大器电路的Proteus 仿真
dwenzhao 2014-7-18 10:22
运算放大器是由晶体管组成,最早用作模拟计算机的基本构建单元,完成加、减、乘、除等 运算,所以称为运算放大器,简称“运放”。现在常用的运算放大器都是集成电路,集成运 放已有40 多年的历史,是型号最多也是最常使用的一类模拟集成电路,应用广泛。
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DMM电阻测量分析笔记四~ 模拟开关和运放选型
345002072_353389109 2014-6-30 00:54
  哈哈,今天高兴有两个事: 1 、购买的 VISHAY 低温漂晶圆电阻终于回来了。   15ppm 的得 2 元一个, 25PPM 的要 1 元,跟我们平常用的碳膜电阻相差好远。。。想做好一个作品是必须付出很多的,比如说金钱。哈哈。   2 、断断续续的终于把第一版的电阻测量的原理图也画完了。 由于手上没有 MAX328 ,所以暂时用 MAX4709 来代替, MAXIM 的模拟开关性能比较优秀,比 CD40 系列好。 为什么这么说呢,因为我认为,这里电阻检测用的是恒流源的方法,所以模拟开关的漏电流是我比较关系的问题, 常规的 CMOS 漏电流约 1nA ,我查阅 CD4052 手册,其漏电流在 5V 使用时,最大值是 1uA ,而 MAX328 以超低漏电为特点,最大是 0.01nA ,即使是这里替代使用的 MAX4709 其漏电流也只是 0.5nA 而已。而 低导通电阻在这里则是次要,再者, MAX4709 的导通电阻最大 400 欧, CD405X 系列的导通电阻也在 100 欧姆以上。当然,这里咱们不能光看性能, CD405X 才 5 毛钱左右一个,而 MAX328 却要 11 元一个,差距蛮大。做四位半也许可以用 CD405X ,但是要做六位半,宁可多点钱,也要用好些的芯片。 ADI 的 ADG 系列,也是很不错的,泄漏电流典型值是 20pA ,但是价格也在 2 美元,即 12 元左右,与 MAX328 差不多。手上没有,所以这里还是用着 MAX4709 先。   原理图如下:       运放使用了 AD706 ,因为在万用表中,运放的第一重要指标是输入阻抗,其次是噪声特性,再次才是失调电压和温漂,因为由失调电流带来的系统误差是很难补偿的,而偏置电压和温漂则可以通过实时补偿的方法来减小;噪声带来的随机误差也可以在软件中进行数字滤波解决掉。所以,综合各种运放, AD706 虽然不是 JFET 运放,但是其阻抗也不低, 100uV 的失调电压, 1.5uV / ° C 的温度飘移,和 0.5uV 的噪声特性,比较重要的一点就是,其价格相对于 10 元的 ICL7650 来说,拆机价格是 3 元,当然原装是要 12 元左右,差不多。 这里就用 AD706 吧。
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运放的平衡电阻
atom_x_688869634 2014-3-18 22:54
运放输入端所接电阻要平衡,目的是使集成运放两输入端的对地直流电阻相等,运放的偏置电流不会产生附加的失调电压。 但有些电路对失调电压要求并不高,例如交流音频放大器。有些运放偏置电流很小,即使输入端电阻不平衡也不会对失调电压产生什么影响,这些电路就可以不要求 输入端电阻平衡。 以反相放大器来说明平衡电阻的作用。如图所示。 若运放为理想运放,输入为0时,则: 但实际运放有失调电压(V IO ),失调电流(I IO ),输入偏置电流(I IB )。依据失调电流,输入偏置电流的定义,有: 解方程组,得: 在反相端用KCL,有: 考虑到失调电压,实际反相端电压为: 而: 将所有参数代入,解得: 当R 2 =R 1 //R f 时, 此时由输入偏置电流I IB 产生的失调电压为0。   说明:  1、为了保证输入阻抗匹配一般需要配合适的电阻。  2、为了减小输入电流失调,原则上同相端电阻等于接反相端那 两个电阻的并联值。实际应用中,由于闭环的结果,尤其在深负反馈 条件下,失调在输出端并不明显,失调不是主要矛盾时,同相接地电 阻常省去。从运放工作在最好状态的意义出发,还是要那个电阻。 同 相接地电阻只对双极运放有作用,对 MOS 型的运放没意义 。  3、接地输入端接电阻:阻抗对称,匹配。高频必须用。  4、理解运放偏置电流与失调电流  运放输入端都会有偏置电流 IB+,IB-,两个偏置电流之均值定义为偏 置电流 IB,之差为失调电流 Ios 对于 IBIos 的运放,两个输入电 阻 Rs+,Rs-匹配可以减小 IB 流过电阻造成的误差但精密运放往往将 IB 补偿到最小, IB,Ios 相近,加匹配电阻反而增加误差  。 5、为了输入端存在偏置电流而设置的,其目的是让同相和反相 两个输入端看出去的阻抗相等, 以便“预定”两个输入端“相等”的 偏置电流在它们产生的压降也相等,起到相互抵消的作用。
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[博客大赛]PMSM电机相电流采集电路设计笔记
hainingyouxiang_350775745 2013-10-9 11:20
    PMSM 电机相电流采集电路设计笔记 设计需求:     使用FOC控制永磁同步电机,需要采集电机电流,至少需要2路相电流;相电流的电流在电机运转的过程中,电流方向会发生改变,是交流的电流信号,需要在电路上做进一步的处理,然后送到单片机AD进行采集。 电路设计:     单片机只能采集0-5V之间的电压信号,我们使用闭环的霍尔电流传感器采集电流(0-50A),LEM的LA58-P传感器在50A量程时,副边感应的电流为50mA,选择50ohm的匹配电阻,使得电流信号的幅值在-2.5~+2.5V之间,故需要设计电路使电流信号叠加一直流分量,使结果在0-5V之间,以便于单片机采集,设计电路如下: 1)    电路设计1:   常规的交流信号处理一般采用双电源供电的运放,直接采用运放求和电路使得U 0 = U i + 2.5V: 参数计算: (1/2Vcc-U P )/R 5 + (V i -U p )/R 4 = U p /R 9       (1) U N /R 2 = (U 0 -U N )/R 3                        (2) U N = U P                                  (3)     联立方程组,可求得上述图中的参数值。 该电路需要使用双电源供电,电路和成本较复杂!为了较小误差,最好选择轨对轨的运放,运放的失调电压尽量小。使用Multisim仿真的结果如下:   上述电路进行过实际测试验证!实测的结果和模拟仿真的结果稍有偏差,主要是NE5532不是轨对轨的运放,接近5V时,直接钳位到了4.5V左右,低压时不能输出到0V左右,大约0.6V就钳位了。     为了减小成本,我们试图省掉给运放提供1/2Vcc偏压(偏压电阻为10K)的片子时,发现:结果异常:     将2.5V偏压电路的分压电阻改成100K,测试结果:   结果变成跟随的效果了,没有叠加上直流分量! 原因分析:应该是2.5V偏压的电压源的输出阻抗过大导致!查找原因:将2.5V的偏压电阻改成10ohm后,模拟的结果如下:       现在看来,问题明朗了,2.5V偏压源和输入信号源是并行输入的,需要较低的输出阻抗才可以正常工作,在2.5V偏压源高阻抗时,信号直接加在了运放的同相端。 2)    电路设计2:       在电路1的基础上,为了减小成本和电路的复杂度,我们考虑使用单电源轨对轨的低噪声的运放,设计电路如上。     参数计算:               U P =Vcc * R 15 /(R 14 +R 15 )             (1)               U P =U N                            (2)               (U I -U N )/R 12 = (U N -U 0 )/R 11            (3)     假设R12=R11=2K,则R16=R11//R12,联立方程组,求解:               U 0 = 2 Vcc * R 15 /(R 14 +R 15 ) - U I     我们需要叠加2.5V的直流分量,所以2 Vcc * R 15 /(R 14 +R 15 ) = 2.5V     故,我们选取:R 15 =33K,R 14 =100K     当然,使用电路1中所示的偏压电路最为理想了。     使用Multisim仿真,结果如下:       注意:输入和输出反向了,使用时需要在软件中反相一下! 3)    电路设计3:     在电路2的基础上,为了减小软件的复杂度,我们打算使得输出和输入的结果完全同相且单位增益输出,设计电路如下:       参数计算:               U N = U 0 * R 18 /(R 18 +R 19 )              (1)               U P =U N                                (2)               (U I -U P )/R 10 = (U P -1/2Vcc)/R 13          (3)     联立方程组,假设R 13 =R 10 =1K,可求得上述参数值               U 0 = 1/2(U I +1/2Vcc) * (R 18 +R 19 )/R 18     若R 18 =R 19 =1K,则U 0 = U I +1/2Vcc     使用Multisim仿真,结果如下:    
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如何解决运放振荡问题
342602646_245967269 2013-6-12 23:17
对于工程师来说,电流源是个不可或缺的仪器,也有很多人想做一个合用的电流源,而应用开源套件,就只是用一整套的PCB,元件,程序等成套产品,参与者只需要将套件的东西焊接好,调试一下就可以了,这里面的技术含量能有多高,而我们能从中学到的技术又能有多少呢?本文只是从讲述原理出发,指导大家做个人人能掌控的电流源。本文主要就是设计到模拟部分的内容,而基本不涉及单片机,希望朋友能够从中学到点知识。 加速补偿——校正Aopen 校正Aopen是补偿的最佳方法,简单的Aopen补偿会起到1/F补偿难以达到的效果,但并非解决一切问题。 如果振荡由于po位于0dB线之上造成,可想到的第一办法是去掉po。 去掉极点作用的基本方法是引入零点。 引入零点的最佳位置为Ro,Ro上并联电容Cs可为MOSFET输入端引入一个零点zo。 但Ro是运放内部电阻,无法操作,因此在Ro后添加一只电阻Rs,并将Cs与Rs并联。   如果Rs》Ro,则可基本忽略Ro的作用。 增加Rs和Cs后,会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为: po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs,zo=1/2piCsRs。 如果Cs》Cgs,则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段,频率由Cs、Cgs和Rs决定,而非Cgs和Ro决定,新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合,两者频率差由Cgs与Cs的比例决定,因而很小。 通常Rs=2k-5kOhm,Cs=0.01-0.1uF。 Rs和Cs将原有极点po移至低频段并通过zo去除。像极了chopper运放里通过采样将1/f噪声量化到高频段后滤除。很多不沾边的方法思路都是相通的。 由瞬态方法分析,Cs两端电压不可突变,因此运放输出电压的变化会迅速反应到栅极,即Cs使为Cgs充电的电流相位超前pi/2。因此Cs起到加速电容作用,其补偿称为加速补偿或超前补偿。 很多类似电路里在Rs//Cs之后会串联一只小电阻,约100 Ohm,再稍适调整零点和极点位置,此处不必再加,那个忽略的Ro很合适。 看个范例,Agilent 36xx系列的MOSFET输入级处理,由于PNP内阻很小,至少比运放低得多,因此后面有一只R42=100 Ohm。 在此之前,如果看到C49和R39,恐怕很多坛友会很难理解其作用,然而这也正是体现模拟电路设计水平之处。有人感叹36xx系列电路的复杂,然而内行看门道,其实真正吃功夫的地方恰在几只便宜的0805电阻和电容上,而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之类的昂贵元件。 后面两节里还会出现几只类似的元件,合计成本0.20元之内。 本次增加成本: ● 3.9k Ohm电阻 1只 单价0.01元,合计0.01元 ● 0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元,合计0.03元 ● 合计0.04元 ● 合计成本:9.46元 【 分页导航 】 第1页:加速补偿——校正 第2页:潜在的振荡:运放的高频主极点pH 第3页:避免轻微的超调过冲和常规电压接口 《电子设计技术》网站版权所有,谢绝转载 潜在的振荡:运放的高频主极点pH 通过加速补偿,由Cgs造成的极点作用基本消除。 然而,0dB线附近还有一个极点——运放的高频主极点pH。 事实上,就纯粹的运放而言,pH只在0dB线之下不远的位置。与po类似,由于gmRsample的增益作用,pH也有可能浮出0dB线,从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC,引起振荡。 pH的位置比po低,因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡,然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数,实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避免pH的作用。 如前所述,零点可以矫正极点的作用,但有一个条件,除非将零点/极点频率降得很低或升得很高,使其位于远离1/F的位置。 pH距离0dB线过于近,而且是运放的固有极点,想通过前面类似的方法转移极点位置很不容易。 如果1/F的位置改变,远离pH,就能轻易解决pH的烦恼。然而1/F决定了电路的输出电流,不能随意更改。 但如果1/F的DC值不变而高频有所提升,应该可以——这就是噪声增益补偿。 噪声增益补偿方法来自反向放大器,使用RC串联网络连接在Vin+和Vin-之间。这种方法不建议用在同向放大器,但也不是绝对不可以,只需将RC串联网络的Vin+端接地,并在Rsample上的电压反馈到Vin-之前串联电阻RF即可。 这个电路在功放里很常见,目的是降低DC误差,但不影响高频响应。此处的作用在于为反馈系数F提供一对极点/零点,从而使F的高频响应降低,即1/F的高频响应增强,实质上使F成为一个低通滤波器,对应1/F为高通滤波器。 F中的极点和零点在1/F中相对应为零点zc和极点pc,zc=1/2pi(RF+Rc)Cc,pc=1/2piRcCc,两者之间的增益差为1+RF/Rc,从而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc,使1/F远离pH。 显然,1+RF/Rc越大,zc和pc频率越低,1/F越远离pH,系统越稳定,但也会出现致命的问题——瞬态性能下降。 如果电流源输入端施加阶跃激励,电流源系统输出端会产生明显的过冲振荡,而后在几个振荡周期后进入稳态。 原因在于阶跃激励使运放迅速动作,MOSFET栅极电压迅速增大,输出电流Io增大,但体现在Rsample上的采样电压IoRsample受到噪 声增益补偿网络F的低通作用,向运放隐瞒了IoRsample迅速上升的事实,即反馈到Vin-的电压无法体现运放的输出动作,从而造成超调振荡。 虽然超调振荡不是致命的,由于足够的阻尼作用,它总会进入稳态,但超调造成的输出电流冲击却很容易摧毁脆弱的负载,因此仍然不能容忍。 适可而止,如果1+RF/Rc=2,就给gm的增大提供2倍空间,考虑稍适过补偿原则,1+RF/Rc取3是合理的,对应产生3倍gm变化的电流增量至少需要10倍,足矣。 即使如此,阶跃响应仍有一些很小的过冲,将在后面解决。 直流性能是不受影响的。 实际RF=1k Ohm,Rc=470 Ohm,Cc=0.1uF,zc=1kHz/0dB,pc=3kHz/9.5dB。 (补充:上一节中的Rs=3.9k Ohm,Cs=0.1uF,po=400Hz,zo=400Hz,由于无法编辑,补充于此) 本次增加成本: ● 1k Ohm电阻 1只 单价0.01元,合计0.01元 ● 470 Ohm电阻 1只 单价0.01元,合计0.01元 ● 0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元,合计0.03元 ● 合计0.05元 ● 合计成本:9.51元 【 分页导航 】 第1页:加速补偿——校正 第2页:潜在的振荡:运放的高频主极点pH 第3页:避免轻微的超调过冲和常规电压接口 《电子设计技术》网站版权所有,谢绝转载 避免轻微的超调过冲和常规电压接口 由于噪声增益补偿的问题,电流源在阶跃激励下会有轻微的超调过冲,稍严重一点儿在示波器上能看到逐渐衰减的超调振荡。 虽然不严重,但追求完美即完善细节,尽量做得比对手好一点。 如果电流源看不到陡峭的上升沿,也就不存在这个问题了。 蒙蔽它。只需一个低通滤波器。 恰好正需要一个常规电压接口,0—0.3V估计不是标准的电压,标准电压一般都是2.5V/5V(DAC、基准)或7V(更好的基准)。 电阻分压降压即可,以2.5V为例。 (2.5/0.3)-1=7.33,如果对地电阻R4为3.3k Ohm,水平电阻为24.2k Ohm,其中设置微调R2=5k Ohm + R3=500 Ohm电位器,固定电阻R1取值22k Ohm。 对地电阻并电容C1,获得低通滤波器,转折频率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))《zc=1kHz,C1》0.054uF,实际取0.1uF。 R1和R4影响电流源的温度性能,因此必须使用低温漂电阻。 此时Iin的影响就应降至最低。 本次增加成本: ● 22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元,合计0.50元。 ● 3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元,合计0.50元。 ● 5k Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元,合计2.00元 ● 500 Ohm Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元,合计2.00元 ● 0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元,合计0.03元 ● 合计5.03元 ● 合计成本14.58元 【 分页导航 】 第1页:加速补偿——校正 第2页:潜在的振荡:运放的高频主极点pH 第3页:避免轻微的超调过冲和常规电压接口 《电子设计技术》网站版权所有,谢绝转载
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常用运放
liang890319_284707880 2013-5-3 09:34
常用运放与常见运放型号简介 http://mayer.spaces.eepw.com.cn/articles/article/item/59691 常用运放选型一览表 http://www.cnblogs.com/emouse/archive/2012/04/09/2439526.html 常用运放 http://blog.sina.com.cn/s/blog_5c5bb9900100bu3s.html   LFC2  高增益运算放大器  LFC3  中增益运算放大器  LFC4  低功耗运算放大器  LFC54  低功耗运算放大器   LFC75  低功耗运算放大器   F003  通用Ⅱ型运算放大器   F004(5G23)  中增益运算放大器   F005  中增益运算放大器   F006  通用Ⅱ型运算放大器   F007(5G24)  通用Ⅲ型运算放大器   F010  低功耗运算放大器   F011  低功耗运算放大器   F1550  射频放大器   F1490  宽频带放大器   F1590  宽频带放大器   F157/A  通用型运算放大器   F253  低功耗运算放大器   F741(F007)  通用Ⅲ型运算放大器   F741A  通用型运算放大器   F747  双运算放大器   OP-07  超低失调运算放大器   OP111A  低噪声运算放大器   F4741  通用型四运算放大器   F101A/201A  通用型运算放大器   F301A  通用型运算放大器   F108  通用型运算放大器   F308  通用型运算放大器   F110/210  电压跟随器   F310  电压跟随器   F118/218  高速运算放大器   F441  低功耗JEET输入运算放大器   F318  高速运算放大器   F124/224  四运算放大器   F324  四运算放大器   F148  通用型四运算放大器   F248/348  通用型四运算放大器   F158/258  单电源双运算放大器   F358  单电源双运算放大器   F1558  通用型双运算放大器   F4558  双运算放大器   LF791  单块集成功率运算放大器   LF4136  高性能四运算放大器   FD37/FD38  运算放大器   FD46  高速运送放大器   LF082  高输入阻抗运送放大器   LFOP37  超低噪声精密放大器   LF3140  高输入阻抗双运送放大器   LF7650  斩波自稳零运送放大器   LZ1606  积分放大器   LZ19001  挠性石英表伺服电路变换放大器   LBMZ1901  热电偶温度变换器   LM741  运算放大器   LM747  双运算放大器   OP-07  超低失调运算放大器   LM101/201  通用型运算放大器   LM301  通用型运算放大器   LM108/208  通用型运算放大器   LM308  通用型运算放大器   LM110  电压跟随器   LM310  电压跟随器   LM118/218  高速运算放大器   LM318  高速运算放大器   LM124/224  四运算放大器   LM324  四运算放大器   LM148  四741运算放大器   LM248/348  四741运算放大器   LM158/258  单电源双运算放大器   LM358  单电源双运算放大器   LM1558  双运算放大器   OP-27CP  低噪声运算放大器   TL062  低功耗JEET运算放大器   TL072  低噪声JEET输入型运算放大器   TL081  通用JEET输入型运算放大器   TL082  四高阻运算放大器(JEET)   TL084  四高阻运算放大器(JEET)   MC1458  双运放(内补偿)   LF147/347  JEET输入型运算放大器   LF156/256/356  JEET输入型运算放大器   LF107/307  运算放大器   LF351  宽带运算放大器   LF353  双高阻运算放大器   LF155/355  JEET输入型运算放大器   LF157/357  JEET输入型运算放大器   LM359  双运放(GB=400MC)   LM381  双前置放大器   CA3080  跨导运算放大器   CA3100  宽频带运算放大器   CA3130  BiMOS运算放大器   CA3140  BiMOS运算放大器   CA3240  BiMOS双运算放大器   CA3193  BiMOS精密运算放大器   CA3401  单电源运算放大器   MC3303  单电源四运算放大器   MC3403  低功耗四运放   LF411  低失调低漂移JEET输入运放   LF444  四高阻抗运算放大器   μpc4558  低噪声宽频带运放   MC4741  四通用运放   LM709  通用运放   LM725  低漂移高精度运放   LM733  宽带放大器   LM748  双运放   ICL7650  斩波稳零运放   ICL7660  CMOS电压放大(变换)器 
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运算放大器经典应用
liang890319_284707880 2013-4-26 11:59
信号调理 加法 减法 乘法  除法  微分 积分 对数 比例放大  差分放大 比较  交直流转换  电压电流转换  峰值检测 绝对值检测。。。。。   基准源   史上最全的运放应用实例 http://wenku.baidu.com/view/a5c400b069dc5022aaea003a.html   运放实例分析 http://wenku.baidu.com/view/5986a1c158f5f61fb7366677.html   经典应用基础知识  http://wenku.baidu.com/view/8ee3d60979563c1ec5da715e.html   经典应用大全 http://wenku.baidu.com/view/5c1deef8941ea76e58fa04e1.html   运算放大器设计及应用  http://wenku.baidu.com/view/5a65941ea76e58fafab00398.html   运放基础 http://wenku.baidu.com/view/1a4e4a0c79563c1ec5da71f9.html
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多器件集成让Galaxy S4摄像头驱动更加平滑
franklinzhao_385636686 2013-3-29 16:28
国内半导体公司有五六百家,但其中许多公司的产品种类过于单一,难以形成市场竞争力。本届IIC China展会上,聚辰半导体公司在其传统产品EEPROM的基础上,携多种新产品亮相,让我们看到了中国半导体发展的一些希望。聚辰董事长兼总裁/首席执行官浦汉沪(图1)在展会上接受了笔者的采访。 图1:聚辰半导体公司董事长兼总裁/首席执行官浦汉沪。 聚辰作为全球第六大EEPROM产品的供应商,其EEPROM产品一直处于同类产品创新的前沿。该公司提供了完整系列的I2C、SPI和Microwire接口的EEPROM产品,具有低工作电压(1.7V)、低功耗和最高可达1MHz/20MHz的I2C/SPI总线速率的特性。 除EEPROM外,聚辰在展会上还展出了运算放大器、电源和智能卡产品。浦总谈到,一个国家想要发展,必须提升国家的综合国力;一个企业要想发展亦是如此。 图2:聚辰半导体公司IIC China展台。 2A降压型DC-DC控制器目前有4种型号(GT5152/62/72/82),分别支持多种应用。DC-DC控制器最高支持28V输入电压,最大2A输出电流。开关频率可以调节(最高2MHz),外围所需电感更小、成本更低,管脚兼容主流型号。获2011 EDN创新奖的AC-DC恒压/恒流初级端控制器GT5011/5011A,通过省去光耦和刺激控制电路,极大简化了小功率恒压/恒流充电器、适配器的设计。 运算放大器则包括超低功耗精密运算放大器和高速运算放大器两种。GT7131/32系列零漂移精密运放实现了高精度、微功耗及超小型封装的最优配合。GT7111系列高速运放则是面向高速信号调整应用需求推出的高性价比CMOS工艺运放。在运放上,浦总谈吐充满自信:“我们的运放能达到与ADI、TI相媲美的性能,成本仅为其几分之一。” 此外,对于产品的创新,浦总表示,将MCU、运放和EEPROM集成在一起,国内还没有厂家这样做,考虑到有相关应用需求,聚辰计划推出这类产品。另外一个创新是在手机摄像头的驱动上。三星是聚辰的客户,在产品质量上也非常相信聚辰。在三星的Galaxy S2/S3/Note2和平板电脑上,平均每两台产品就有一台用到该公司产品。将驱动、霍尔器件和E2PROM集成起来,三星的Galaxy S4有这种需求。驱动器将使摄像头聚焦更迅速,霍尔效应则让聚焦更平滑,EEPROM则负责数据的调取。 最后对于市场层面,他补充到,聚辰不打算去和其他厂商拼价格,而在乎的是以质取胜。同时,聚辰打算向汽车电子领域拓展,在工业、医疗、汽车等领域建立起市场,就是对产品质量的肯定。聚辰目前的客户比重,国内厂家占1/3,国外占2/3。另外,该公司计划将在2015年上市,实现企业规模的腾飞。  
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放大器选择
热度 3 dbx12358_242687684 2012-11-9 16:13
运算放大器分类 、作用及运放的选型 运算放大器分类 、作用及运放的选型,详细解析了运算放大器的特点、工艺、功能、性能、参数、指标和运算放大器的对信号放大的影响和运放的选型举例,并附有常见运算放大器列表!   1. 模拟运放的分类及特点 模拟运算放大器从诞生至今,已有40多年的历史了。最早的工艺是采用硅NPN工艺,后来改进为硅NPN-PNP工艺(后面称为标准硅工艺)。在结型场效应管技术成熟后,又进一步的加入了结型场效应管工艺。当MOS管技术成熟后,特别是CMOS技术成熟后,模拟运算放大器有了质的飞跃,一方面解决了低功耗的问题,另一方面通过混合模拟与数字电路技术,解决了直流小信号直接处理的难题。 经过多年的发展,模拟运算放大器技术已经很成熟,性能曰臻完善,品种极多。这使得初学者选用时不知如何是好。为了便于初学者选用,本文对集成模拟运算放大器采用工艺分类法和功能/性能分类分类法等两种分类方法,便于读者理解,可能与通常的分类方法有所不同。   1.1.根据制造工艺分类 根据制造工艺,目前在使用中的集成模拟运算放大器可以分为标准硅工艺运算放大器、在标准硅工艺中加入了结型场效应管工艺的运算放大器、在标准硅工艺中加入了MOS工艺的运算放大器。按照工艺分类,是为了便于初学者了解加工工艺对集成模拟运算放大器性能的影响,快速掌握运放的特点。 标准硅工艺的集成模拟运算放大器的特点是开环输入阻抗低,输入噪声低、增益稍低、成本低,精度不太高,功耗较高。这是由于标准硅工艺的集成模拟运算放大器内部全部采用NPN-PNP管,它们是电流型器件,输入阻抗低,输入噪声低、增益低、功耗高的特点,即使输入级采用多种技术改进,在兼顾起啊挺能的前提下仍然无法摆脱输入阻抗低的问题,典型开环输入阻抗在1M欧姆数量级。为了顾及频率特性,中间增益级不能过多,使得总增益偏小,一般在80~110dB之间。标准硅工艺可以结合激光修正技术,使集成模拟运算放大器的精度大大提高,温度漂移指标目前可以达到0.15ppm。通过变更标准硅工艺,可以设计出通用运放和高速运放。典型代表是LM324。 在标准硅工艺中加入了结型场效应管工艺的运算放大器主要是将标准硅工艺的集成模拟运算放大器的输入级改进为结型场效应管,大大提高运放的开环输入阻抗,顺带提高通用运放的转换速度,其它与标准硅工艺的集成模拟运算放大器类似。   典型开环输入阻抗在1000M欧姆数量级。典型代表是TL084。 在标准硅工艺中加入了MOS场效应管工艺的运算放大器分为三类,一类是是将标准硅工艺的集成模拟运算放大器的输入级改进为MOS场效应管,比结型场效应管大大提高运放的开环输入阻抗,顺带提高通用运放的转换速度,其它与标准硅工艺的集成模拟运算放大器类似。典型开环输入阻抗在10^12欧姆数量级。典型代表是CA3140。 第二类是采用全MOS场效应管工艺的模拟运算放大器,它大大降低了功耗,但是电源电压降低,功耗大大降低,它的典型开环输入阻抗在10^12欧姆数量级。 第三类是采用全MOS场效应管工艺的模拟数字混合运算放大器,采用所谓斩波稳零技术,主要用于改善直流信号的处理精度,输入失调电压可以达到 0.01uV,温度漂移指标目前可以达到0.02ppm。在处理直流信号方面接近理想运放特性。它的典型开环输入阻抗在10^12欧姆数量级。典型产品是 ICL7650。   1.2.按照功能/性能分类 本分类方法参考了《中国集成电路大全》集成运算放大器。 按照功能/性能分类,模拟运算放大器一般可分为通用运放、低功耗运放、精密运放、高输入阻抗运放、高速运放、宽带运放、高压运放,另外还有一些特殊运放,例如程控运放、电流运放、电压跟随器等等。实际上由于为了满足应用需要,运放种类极多。本文以上述简单分类法为准。 需要说明的是,随着技术的进步,上述分类的门槛一直在变化。例如以前的LM108最初是归入精密运放类,现在只能归入通用运放了。另外,有些运放同时具有低功耗和高输入阻抗,或者与此类似,这样就可能同时归入多个类中。 通用运放实际就是具有最基本功能的最廉价的运放。这类运放用途广泛,使用量最大。 低功耗运放是在通用运放的基础上大降低了功耗,可以用于对功耗有**的场所,例如手持设备。它具有静态功耗低、工作电压可以低到接近电池电压、在低电压下还能保持良好的电气性能。随着MOS技术的进步,低功耗运放已经不是个别现象。低功耗运放的静态功耗一般低于1mW。 精密运放是指漂移和噪声非常低、增益和共模抑制比非常高的集成运放,也称作低漂移运放或低噪声运放。这类运放的温度漂移一般低于1uV/摄氏度。由于技术进步的原因,早期的部分运放的失调电压比较高,可能达到1mV;现在精密运放的失调电压可以达到0.1mV;采用斩波稳零技术的精密运放的失调电压可以达到0.005mV。精密运放主要用于对放大处理精度有要求的地方,例如自控仪表等等。   高输入阻抗运放一般是指采用结型场效应管或是MOS管做输入级的集成运放,这包括了全MOS管做的集成运放。高输入阻抗运放的输入阻抗一般大于109欧姆。作为高输入阻抗运放的一个附带特性就是转换速度比较高。高输入阻抗运放用途十分广泛,例如采样保持电路、积分器、对数放大器、测量放大器、带通滤波器等等。 高速运放是指转换速度较高的运放。一般转换速度在100V/us以上。高速运放用于高速AD/DA转换器、高速滤波器、高速采样保持、锁相环电路、模拟乘法器、机密比较器、视频电路中。目前最高转换速度已经可以做到6000V/us。 宽带运放是指-3dB带宽(BW)比通用运放宽得多的集成运放。很多高速运放都具有较宽的带宽,也可以称作高速宽带运放。这个分类是相对的,同一个运放在不同使用条件下的分类可能有所不同。宽带运放主要用于处理输入信号的带宽较宽的电路。 高压运放是为了解决高输出电压或高输出功率的要求而设计的。在设计中,主要解决电路的耐压、动态范围和功耗的问题。高压运放的电源电压可以高于±20VDC,输出电压可以高于±20VDC。当然,高压运放可以用通用运放在输出后面外扩晶体管/MOS管来代替。   2. 运放的主要参数 本节以《中国集成电路大全》集成运算放大器为主要参考资料,同时参考了其它相关资料。 集成运放的参数较多,其中主要参数分为直流指标和交流指标。 其中主要直流指标有输入失调电压、输入失调电压的温度漂移(简称输入失调电压温漂)、输入偏置电流、输入失调电流、输入偏置电流的温度漂移(简称输入失调电流温漂)、差模开环直流电压增益、共模抑制比、电源电压抑制比、输出峰-峰值电压、最大共模输入电压、最大差模输入电压。 主要交流指标有开环带宽、单位增益带宽、转换速率SR、全功率带宽、建立时间、等效输入噪声电压、差模输入阻抗、共模输入阻抗、输出阻抗。   2.1 直流指标 输入失调电压VIO:输入失调电压定义为集成运放输出端电压为零时,两个输入端之间所加的补偿电压。输入失调电压实际上反映了运放内部的电路对称性,对称性越好,输入失调电压越小。输入失调电压是运放的一个十分重要的指标,特别是精密运放或是用于直流放大时。输入失调电压与制造工艺有一定关系,其中双极型工艺(即上述的标准硅工艺)的输入失调电压在±1~10mV之间;采用场效应管做输入级的,输入失调电压会更大一些。对于精密运放,输入失调电压一般在 1mV以下。输入失调电压越小,直流放大时中间零点偏移越小,越容易处理。所以对于精密运放是一个极为重要的指标。 输入失调电压的温度漂移(简称输入失调电压温漂)αVIO:输入失调电压的温度漂移定义为在给定的温度范围内,输入失调电压的变化与温度变化的比值。这个参数实际是输入失调电压的补充,便于计算在给定的工作范围内,放大电路由于温度变化造成的漂移大小。一般运放的输入失调电压温漂在±10~20μV/℃之间,精密运放的输入失调电压温漂小于±1μV/℃。 输入偏置电流IIB:输入偏置电流定义为当运放的输出直流电压为零时,其两输入端的偏置电流平均值。输入偏置电流对进行高阻信号放大、积分电路等对输入阻抗有要求的地方有较大的影响。输入偏置电流与制造工艺有一定关系,其中双极型工艺(即上述的标准硅工艺)的输入偏置电流在±10nA~1μA之间;采用场效应管做输入级的,输入偏置电流一般低于1nA。 输入失调电流IIO:输入失调电流定义为当运放的输出直流电压为零时,其两输入端偏置电流的差值。输入失调电流同样反映了运放内部的电路对称性,对称性越好,输入失调电流越小。输入失调电流是运放的一个十分重要的指标,特别是精密运放或是用于直流放大时。输入失调电流大约是输入偏置电流的百分之一到十分之一。输入失调电流对于小信号精密放大或是直流放大有重要影响,特别是运放外部采用较大的电阻(例如10k?或更大时),输入失调电流对精度的影响可能超过输入失调电压对精度的影响。输入失调电流越小,直流放大时中间零点偏移越小,越容易处理。所以对于精密运放是一个极为重要的指标 输入失调电流的温度漂移(简称输入失调电流温漂):输入偏置电流的温度漂移定义为在给定的温度范围内,输入失调电流的变化与温度变化的比值。这个参数实际是输入失调电流的补充,便于计算在给定的工作范围内,放大电路由于温度变化造成的漂移大小。输入失调电流温漂一般只是在精密运放参数中给出,而且是在用以直流信号处理或是小信号处理时才需要关注。   差模开环直流电压增益:差模开环直流电压增益定义为当运放工作于线性区时,运放输出电压与差模电压输入电压的比值。由于差模开环直流电压增益很大,大多数运放的差模开环直流电压增益一般在数万倍或更多,用数值直接表示不方便比较,所以一般采用分贝方式记录和比较。一般运放的差模开环直流电压增益在 80~120dB之间。实际运放的差模开环电压增益是频率的函数,为了便于比较,一般采用差模开环直流电压增益 共模抑制比:共模抑制比定义为当运放工作于线性区时,运放差模增益与共模增益的比值。共模抑制比是一个极为重要的指标,它能够抑制差模输入==模干扰信号。由于共模抑制比很大,大多数运放的共模抑制比一般在数万倍或更多,用数值直接表示不方便比较,所以一般采用分贝方式记录和比较。一般运放的共模抑制比在80~120dB之间。 电源电压抑制比:电源电压抑制比定义为当运放工作于线性区时,运放输入失调电压随电源电压的变化比值。电源电压抑制比反映了电源变化对运放输出的影响。目前电源电压抑制比只能做到80dB左右。所以用作直流信号处理或是小信号处理模拟放大时,运放的电源需要作认真细致的处理。当然,共模抑制比高的运放,能够补偿一部分电源电压抑制比,另外在使用双电源供电时,正负电源的电源电压抑制比可能不相同。 输出峰-峰值电压:输出峰-峰值电压定义为,当运放工作于线性区时,在指定的负载下,运放在当前大电源电压供电时,运放能够输出的最大电压幅度。除低压运放外,一般运放的输出输出峰-峰值电压大于±10V。一般运放的输出峰-峰值电压不能达到电源电压,这是由于输出级设计造成的,现代部分低压运放的输出级做了特殊处理,使得在10k?负载时,输出峰-峰值电压接近到电源电压的50mV以内,所以称为满幅输出运放,又称为轨到轨(raid-to-raid)运放。需要注意的是,运放的输出峰-峰值电压与负载有关,负载不同,输出峰-峰值电压也不同;运放的正负输出电压摆幅不一定相同。对于实际应用,输出峰- 峰值电压越接近电源电压越好,这样可以简化电源设计。但是现在的满幅输出运放只能工作在低压,而且成本较高。 最大共模输入电压:最大共模输入电压定义为,当运放工作于线性区时,在运放的共模抑制比特性显著变坏时的共模输入电压。一般定义为当共模抑制比下降6dB 是所对应的共模输入电压作为最大共模输入电压。最大共模输入电压**了输入信号中的最大共模输入电压范围,在有干扰的情况下,需要在电路设计中注意这个问题。 最大差模输入电压:最大差模输入电压定义为,运放两输入端允许加的最大输入电压差。当运放两输入端允许加的输入电压差超过最大差模输入电压时,可能造成运放输入级损坏。
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elec921:运算放大器电路分析--第一篇:基本理论与基本分析方法【目录】
elec921_777893342 2012-10-2 23:31
续篇 0.0开环系统与加载效应 0.1闭环系统 第一篇:基本理论与基本分析方法 第一章负反馈基本理论 1.1负反馈的组成 1.1.1  EA与α 1.1.2  β 1.1.3  Σ 1.2负反馈基本工作原理 1.2.1基本原理的分析 1.2.2闭环增益与理想闭环增益 1.2.3环路增益与反馈量 1.2.4相对偏差与误差函数 第二章 运放负反馈电路的基本理论 2.1负反馈电路的类型 2.1.1类型分类 2.2.1判别方法 2.1.3总结及举例 2.2“运算”的实现 2.2.1“运算”为何能实现 2.2.2 虚短虚断的实质 2.2.3 简易分析法的总结 2.3 环路增益与反馈系数 2.3.1环路增益与反馈系数的定义 2.3.2 T与β的重要意义 2.3.2.1 对增益灵敏度的影响 2.3.2.2 改善非线性失真 2.3.2.3 对干扰、噪声的抑制 2.3.2.4 对电路阻抗的影响 2.3.2.5 对稳定性的影响 2.3.3 T与β的求法 2.3.3.1 β的求法 2.3.3.1.1 仅有负反馈 2.3.3.1.2 同时存在负反馈和正反馈 2.3.3.2 T的求法 2.3.3.2.1直接求法 2.3.3.2.2利用β求T 第三章 基本运算电路的分析 3.1同相、反相放大器 3.2 I-V放大器 3.3 V-I放大器与howland电流源 3.4差分放大器 3.5仪表放大器 3.6桥式放大器
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[博客大赛]一种数控开关电源
热度 3 czl618_219682869 2012-8-31 11:30
当下,在电源行业的同行们,有一个共同的感觉,设计一款多路输出的医疗电源或通讯电源,其保护要求是非常严格的,最为头疼的是电源的调试,一般来说,对于主拓扑结构确定后,很多的精力都用到了调试上,开始我也同感,后来我想,有没有一种办法让我的们电路设计简化,且能优化电路,工艺呢,我想应该是肯定的,完全能做到,且成本相当的低,只要计算准确,电路不错,几呼不用调试,比如一款电压,要求;短路,过压,欠压,反馈,温度,过流,如果有二路以上,且必须精准,通常的情况下,要满足这些条件,大家首先选用的是运放,431,等类似的器件,搞得整个电路非常复杂,可能我这人是非常懒,总想把电路搞简单些,成本又低,生产又好做,调试也很简单,在实际设计工作中,我就是这样想的,所以,我尽一切能力把电路结构简化下来,现在,我在上述二路输出的情况下,完成上述保护功能,不用一片运放,也不用一只431(LM431只用来做稳压电路)上述电路如果是非隔离时,只需要一元五角钱就够了,控制精度为2mV,足以满足电源的控制精度,根本不比运放差,采用的数控,基本上所控对象不用调试,一装即成,当然取样值要计算准确,下次上传
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[博客大赛]活用三极管电路删繁就简之三角波发生器
baifanshuishou_399926683 2012-8-2 08:37
        需要可变上升沿、下降沿斜率的三角波发生器,就用运放设计了一个。用了个负阻电流源给电容充电的变形电路,用固定增益的仪表放大器做恒流检测。自以为高明的用仪表放大器做恒流检测,避免了普通减法器的低输入阻抗和CMMR不高的问题。         结果上电一测试却无法正常工作。上升沿、下降沿斜率需要分别设置,用了模拟开关做充电放电切换。为了避免同时接通充电放电电路,需要做防交叉导通电路。中间那个短暂的充电放电都不通的时间段就成了麻烦的根源。电流检测电阻上的电压变成了零,闭环被打断,所有基于运放闭环反馈的电路都进入换乱状态。         就因为充电放电的电流控制是通过运放闭环完成的,而这个电路却把反馈环路切换来切换去,中间还加了个断开状态。犯了负反馈的大忌。         换个思路,其实控制充电放电电流大可不必这么麻烦。用三极管的镜像电流源加射级放大器即可轻松解决问题。模拟开关控制切换镜像电流源给电容充放电。射级放大器当作简单的压控电流源驱动镜像电流源。恒流控制不再依赖闭环负反馈,问题解决。           运放虽好却不能滥用。活用三极管电路可以删繁就简。
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电路中的风险你如何应对?
热度 1 116335984_716861282 2012-4-11 17:29
现在正在做一个传感器。其中有一部分电路是通过一个5K 10圈的电位器,5V的基准,运放从活动端引进信号做跟随,运放采用最普通的LM358,故电源电压选择+15V。LM358出来的信号直接进AD进行采用。很简单的电路,十圈转换成0-5V的电压变化。         但是,往往会有让你意想不到的事情发生。结构工程师设计的外壳时出现了纰漏。本来可以转10圈的电位器现在只能转5圈左右了。而且结构已经开模了没办法更改。这就给我造成了困扰:5K 5圈的电位器要订做且价格死贵。没办法,只好在电路上想办法了。因为前段不是有运放的吗?就打算放大2倍了事。结果原理图改着改着觉得不对劲了。因为这是产品啊,到时候是由工人安装的。电位器初始状态如果不在额定范围内电压放大两倍会有致命危险的。因为运放电压很高,这样会有很大的几率烧坏AD引脚的。幸亏想到了,不然板子做出来就是垃圾。然后解决方案想了三种。1:在运放输出端并一个稳压二极管如:1N4732什么的。2:在运放的输出端并一个钳位电路。3:直接把运放电源电压降低至+5V。同时更换运放为LMV358。最后选择了方案3和方案1的结合。经飞线试验,已经确定没问题了。       通过这次经验,我觉得有时候一个成熟的电路在更改某些参数时一定要非常小心。常常会牵一发动全身啊。幸好将问题干掉了。其实方法永远比问题多。关键是一定要小心小心在小心。及时发现问题。       PS:冷汗嗖嗖的流啊。还好及时发现啦。哈哈。
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设计运算放大器容易忽略的几个知识
热度 1 qdzhouchunguang_827175683 2012-3-29 10:27
  一、关于放大电路中的漂移 定义: 在直流放大电路中,输入端及其微小的直流强度的变化都会在输出端放大很多倍,因此极小的漂移也会在输出的时候表现出来。这种情况的直流信号变化非常的缓慢,周期可以达到1min、1h、8h、一天甚至更长。 原因:造成漂移的主要原因是温度的变化,包括外部温度的变化和半导体内部的能量损耗所造成的温度变化。 解决措施: 例如长尾式差动放大电路。 三、怎样使用运算放大器的细节规划 1 、术语之直流增益( AVD ) 直流增益定义为输出电压的变化和输入电压的变化的比值。通常有两种表示方法,一种是放大倍数,单位是V/mV,例如放大倍数为30000,可表示为30V/mV;另一种表示方法是分贝(dB),其和放大倍数的换算关系为AVD=20lg(Vout/Vin)dB。注意:其中的Vout/Vin的单位是V/V,而不是V/mV。 2 、术语之单位增益带宽( BW ) 每个运算放大器都有一个频率响应的范围,即输入信号在这个频率的范围内具有放大作用,通常这个频率的范围是Fbw——无穷大。那么这个Fbw就是运放的单位增益带宽。要注意的是,单位增益带宽指的是一个频率,指的是增益下降到1时候的频率(根据公式放大倍数为1表示增益为0dB),而不是一个频率范围。   3 、术语之输入失调电压 在理想情况下,运算放大器的正相输入端电压V1,和反相输入端电压V2相等,即V1=V2时,输出电压Vout应该等于0。但由于生产工艺或制造上的细微偏差,Vout会有一个正或者负的值。如果缓慢改变V1的值,使Vout=0,那个这个V1和V2的差值就叫运放的输入失调电压。这个过程叫做调零。 4 、术语之共模抑制比 在理想情况下,运放只对差模电压有所响应,当输入端+和-短接并输入电压的时候(共模),输出端是没有反应的,但由于生产工艺或制造上的偏差,对共模电压有一定的响应,这时候,共模增益的定义是ACM=Δvout/Δvin。则共模抑制比CMRR=AVD/ACM,其中AVD表示直流增益。 差模信号电压放大倍数AVD越大,共模信号电压放大倍数ACM越小,则CMRR越大。此时差分放大电路抑制共模信号的能力越强,放大器的性能越好。当差动放大电路完全对称时,共模信号电压放大倍数Auc=0,则共模抑制比CCMR→∞,这是理想情况,实际上电路完全对称是不存在的,共模抑制比也不可能趋于无穷大。 5 、功率放大器放大倍数的选择 通常功率放大器的放大倍数可以由外部电路来设定,其放大倍数的选择原则是:按输入信号峰值之间的压差最大来计算,输出信号峰值之间的压差不超过电源电压。 要值得注意的是,这个压差指的是峰值与峰值之间的,而不是有效值。其计算公式为:  
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Ni_labview的模拟设计简约胡侃
热度 3 bjshion_407728712 2012-2-10 15:46
又过了一年,新年后开工以来一直在静心梳理新的一年整体目标。能否在合理的生存方式下得到更好的发展,尤其是不被所谓投资者看好技术档次,不是大手笔盈利模式下,仅用自己做的这点模拟制式传感器,变送器和简单的芯片设计让自己的实验室好好活下去,而且还要培养更好的徒弟,把这土得没法再土的,一年卖不了几千块板子的,大公司看不起小公司做不好的行业坚持做下去,无疑是在考量自己的毅力,尽管俺在圈里常常以“土匪”的形象出现,还是寄希望有天家底厚的时候俺也能转变成为这个行圈里真正的“抗联”。 最近在自己的项目中接二连三的和ADI这模拟大佬的家当较上劲了,尽管在ADI和其铁杆粉丝看来,俺们这土八路这是狗尿苔上席还老拿自己当盘蘑菇,以至于ADI的代理商的技术支持还有他们的牛B技术大爷们也帮不了咱们啥,索性去TMD,老子不用你的运放,不用你的AD,不用你的LDO,不用你的家当…….在我所经营的一亩三分地上照样能用别家元件玩出适合的产品。而且在俺们所熟知的传感器模拟处理方面俺们这帮土八路照样会在合适的机会发动一场塔利班式的局部战争,因为俺们最接近阵地,所以也就更有机会看到对手,也更容易看清楚对手。当然俺也不赞成那种蚍蜉撼大树的做法,说得俗点就该长的地方就长,该短的地方就短,也该服气。 单纯从应用角度讲,低频模拟应用行圈里的运放应用俺并不主张奢华的航母舰队做法,一味追求奢侈级的高端运放,高位数AD。实际很多时候能够用到高端芯片的高端性能机会并不多,仅以AD620这类对俺来说相对奢华的仪表运放芯片来讲,俺看到十之**的应用这类芯片的主并没充分理解芯片的优势在哪方面,用普通运放能否在满足功能的前不用AD620实现这功能。某日,俺看到一公司的伺服式霍尔电流传感器放大调理电路也就是个差动,而且这东西传感器系统本身精度就是极低,失调和共模抑制比也用不到奢侈用AD620的地步,以至于客户需要个3V低压单电源供电的霍尔系统时又换成了更NB的AD8XXX仪表运放。而且很多时候,碰上个糙手那就更热闹了,洗脸盆能干的事偏要搞个水桶玩,而且还是个桶梆子足够高的,看着都觉得在扯蛋。单电源的运放也用着仪表运放,找个差不多的TLC或便宜点的双运放,玩好信号地再搞个差动不就齐了。还有另类兄弟,对类似系统的考虑不是按实际设计性能考虑,所有设计都要用最好的芯片,本身是设计思路的问题导致的性能无法达到时为给自己找个理由可以堂而皇之的讲:俺用的是最好的芯片,这要性能达不到,别的芯片也达不到……俺就看过这类笑话,就是发生在这种伺服式霍尔电流传感器设计时由于系统参数问题涉及到稳定性,本身与运放指标无关,一个破OP07就可以玩的事,就得用AD620或更好的,而且芯片技术支持的告诉用的。原理简单:容器是接尿的,所以是用夜壶还是用司母戊大方鼎都可以,反正都是接尿的,满足功能需要用不到奢华的地方就要简约,如果不想当超人也用不到在外面再穿个裤衩,裤子已经都穿了。 另一种该关注的是设计思想的简约,用复杂的攒的方法玩模拟应用设计是没有出路的,恰当的理解每个单元的关系,把每个芯片的合适当量都发挥到合理地步是一种美。好比一个传感器信号处理电路,传感器系统本身频响都很低,你偏要选个带宽超好的运放,再玩不明白运放的真实特性,再耦进些“高频”噪声,于是后面再加上滤波,无源滤波不能满足时,再变成有源滤波…….搞来搞去还不如静下来好好想想,合理应用调理电路的增益带宽积也是滤波器。例如传感器系统频响只有10K,信号处理部分放大20倍,那可以选颗带宽积大概在250K的不易振荡的便宜运放后面也就用不到滤波器设计了。其实还有更多的设计中可以化滤波器设计于无形之中,简约有效的设计是搞模拟应用设计最该学会的,每天都在进步,每天都在悟,俺经常看到老外他们设计的很多东西都是设计得相当简约,性能却不错,在俺熟悉的行业也少见他们用奢侈芯片玩模拟应用设计,用攒鸡毛凑掸子去实现性能,设计师是搞设计的不是搞物流的。 说实话俺不是领导舰队的,所以也不会玩奢华,俺就希望看到简约有效可靠,因为做的是产品设计,达到性能还要省钱,所以要锻炼自己的思路,拼的应该是设计,不是劳动。
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